永磁同步电机两相斩波式电流滞环控制

沈建新，陆 媛，Andreas Gassner

(浙江大学电气工程学院，浙江 杭州310027)

0 引言

近年来，永磁同步电机(PMSM)以其结构简单、功率密度高、高效节能等优点得到了越来越广泛的应用［1］。PMSM作为一个比较复杂的强耦合的非线性系统，矢量控制是其重要的控制策略。矢量控制的原理是通过坐标变换，将交流电机调速系统解耦为一个转矩子系统和一个磁链子系统，从而实现与直流电机相媲美的调速性能。在具体实现过程中，需要对电机施加一个具有适当幅值和相位角的电压矢量或电流矢量，其实现方法通常有两种，即空间矢量脉宽调制(SVPWM)和电流滞环控制(HCC)。电流滞环控制动态响应快、电路结构简单、易于实现［2］。但是，由于其开关频率不固定，谐波分布通常较复杂，也会产生较大的开关损耗，影响系统的控制精度和效率［3］。

本文基于电流滞环控制的原理和PMSM电流环的特点，提出一种简单易行、用两相斩波替代三相斩波的控制方法以降低逆变器开关损耗，并对该方法进行了仿真和实验验证。

1 电流滞环控制

1.1 传统电流滞环控制方案

电流滞环控制是使定子电流在一定的滞环宽度内较为严格地跟踪给定电流信号。为了获得平稳的转矩，定子各相电流应是相互平衡、随转子位置正弦变化的［4］。常规的电流滞环控制是将给定电流信号与实际检测的逆变器输出电流信号相比较，若实际电流值较大，调节逆变器开关状态使之减小;反之亦然。在这种开关调控下，可以使实际的电流波形保持在给定电流波形一定偏差限度内，呈锯齿状波动，如图1所示。

图1 电流滞环控制下的电流与电压波形示意图Fig．1 Current and voltage waveforms under HCC

传统的电流滞环控制方案即是对供给永磁同步电机的三相电流均进行如上的控制。在整个运行周期内，逆变器的三相、六个功率管均处在开关斩波状态。

1.2 改进电流滞环控制方案的设想

以三相永磁同步电机为例，绕组星形连接且无中心点引出，则三相电流满足:

ia+ib+ic=0

据此可以设想:在电流滞环控制环节中，控制其中的两相，就可以保证对第三相电流的控制。也就是说，简化逆变器开关状态的变更，将三相斩波转变为两相斩波。考虑到开关损耗与电流大小有关，因此仅对电流较小的两相进行斩波，而电流最大的那相不斩波，只是开通某个功率管为其电流形成通路。这种简化后的控制策略就可以有效降低滞环控制的开关损耗。在数字式三相斩波滞环控制中，电流采样频率可以很容易达到15kHz左右，而开关频率往往只有2～4 kHz［5］。改为两相斩波后，开关频率可能会略有提升，但完全处在常规功率管的开关频率范围内。

2 改进方案的硬件、软件设计

实验系统选用一台三相隐极永磁同步电机，其主要参数如表1所示，控制系统的结构框图如图2所示。系统采用TMS320F2812的DSP构建核心模块，通过电流传感器获得供给永磁电机的三相实时电流值，并通过增量式光码盘测量电机转子的位置并计算实际转速;控制器根据预先设定的控制方案计算得到参考电流，再经电流滞环控制获得逆变器各功率管的开关信号，经光耦隔离提供给IPM模块用以驱动电机，从而实现永磁同步电机的运动控制。该永磁同步电机同轴拖动一台永磁直流发电机，再接直流负载电阻。因此，永磁同步电机的负载随其转速及直流负载电阻电机而变化。

表1 电机参数Tab．1 Motor parameters

图2 控制系统结构框图Fig．2 Structure diagram of control system

根据前文对改进控制方案的设想，得到新的滞环控制方案，实现流程图如图3所示(其中Δ为电流滞环宽度，三相开关数值对应的开关状态详见表高效节能、长寿命、无污染等特性使其成为国家“绿2)。

图3 改进电流滞环控制流程图Fig．3 Flow chart of improved HCCmethod

表2 逆变器开关数值与功率管开关状态对应表Tab．2 Corresponding relationship between inverter switching value and device switching status

事实上，由于电机的定子相电流是一个近似的正弦波，其在一个变化周期内能保持一段时间的恒正值或恒负值(例如在峰值的前后各30°范围内)，所以在新控制方案中，逆变器将不再是三相同时斩波，而是保持在两相斩波、第三相无动作的状态(即如图4中“≡1”、“≡0”的状态)。当然，无斩波相的电流实际上也不是像图4所示那样光滑，而是含有纹波的。

图4 改进方案三相电流示意图Fig．4 Schematic of3-phase currentwaveforms with improved HCCmethod

3 实验分析与验证

为了更好地检验两相斩波电流滞环控制方案的有效性和可靠性，以及是否能够实现降低逆变器开关损耗的目的，进行了实验验证。

3.1 开关状态和定子电流对比

在相同工作条件下，即滞环宽度Δ为0.5A，直流发电机的输出端接40Ω电阻，逆变器直流电源电压Udc保持为36V。对比不同转速下新旧控制方案的各相开关状态和定子电流，如图5和图6所示。

图5 电机转速为1200r/min时逆变器三相开关信号的对比Fig．5 Comparison of 3-phase switching signals while PMSM operating at1200r/min

图6 电机转速为2100r/min时逆变器开关信号及相电流的对比Fig．6 Comparison of switching signals and currents while PMSM operating at2100r/min

可以看出，改进后的控制方案同样很好实现了电流滞环控制。在1200r/min和2100r/min两种转速下，改进后的方案都减少了逆变器的开关次数，因此降低了开关损耗。同时，低转速下对斩波的优化比高转速下更为明显。事实上，在高速区域，即使采用原方案，各相在电流最大值附近保持某个开通状态的时间较长，因此与改进方案中的恒开通状态差别不大，开关频率的差别也就较小。

3.2 功耗对比

在第3.1节所述的相同工作条件下，对比不同转速下(300～2400r/min，变化步长为300r/min)新旧控制方案的直流端输入电流，来对比相同负载下输入功率的大小，如图7所示。由图可见，随着转速的不断升高，直流端的输入电流也在增大。低转速时，改进方案的直流端电流明显低于原控制方案的，高转速时二者逐步接近。所以新方案有效减少了低转速工作状态下的系统功耗。在高转速工况下，传统方法在电流幅值前后30°范围内的斩波也较少，与新方法的表现接近，因此系统功耗也几乎相同。

再设定滞环宽度Δ为0.5A，转速为900r/min(较低转速)，系统接不同的负载电阻(40～460Ω，变化步长为60Ω)，对比新旧控制方案的直流端输入电流，如图8所示。可以看出，随着负载的变化，改进方案的功耗始终明显低于原方案。

3.3 相电流谐波情况对比

图7 两种控制方案在不同转速下直流输入电流的对比Fig．7 Comparison of DC input current at various speed with two HCCmethods

图8 两种控制方案在不同负载下直流输入电流的对比Fig．8 Comparison of DC input current under various load with two HCCmethods

在与第3.1节所述的相同工作条件下，对比不同转速下(577r/min和2430r/min，对应高低转速两种情况)新旧控制方案的相电流谐波情况，如图9所示。可以看出，新控制方案有效降低了相电流的高次谐波分量，这与前面的分析一致。特别是在低速运行时(577r/min)，电流谐波分布较为均匀(见图9(b))，没有类似图9(a)那种尖峰存在，这就能保证系统运行在低速状态时产生的噪音和振动更小，同样也有助于减小铁芯损耗。在低速(577r/min)工况下，发电机负载很小，被测永磁同步电机的相电流只有很小的基本分量，而斩波引起的电流毛刺显得很明显，因此新旧控制方案对应的电流THD都很大，分别是59.5%和69.7%。但是，在高速(2430r/min)工况下，电机负载增加，因此电流毛刺与畸变相对基波分量很小，新旧控制方案对应的电流THD分别是4.7%和3.7%。由此可见，改进的电流滞环控制方案并未在电流谐波方面带来明显的负面影响，因此是可行的。

4 结论

本文针对永磁同步电机电流滞环控制的特点，提出了以两相斩波替代三相斩波的改进控制方案，以达到降低逆变器开关次数、减少开关损耗的目的。本文阐述了改进控制方案的原理与实现方法，并搭建实验平台，验证了改进方案的可行性和各方面的优点。对比传统的控制方案得到以下三点结论:

图9 两种控制方案在不同转速下电流谐波对比Fig．9 Comparison of current harmonics at various speed with two HCCmethods

(1)两相斩波的控制方案是切实可行的，能够满足系统的控制要求。

(2)改进的控制方案有效降低了系统的开关损耗，能够实现降低功耗的目的。

(3)改进方案的相电流谐波分布较均匀，有助于降低系统运行噪音和振动、减小铁芯损耗，而对电流THD并无明显影响。

［1］唐丽婵，齐亮(Tang Lichan，Qi Liang)．永磁同步电机的应用现状与发展趋势(Application status and development trends of PMSM)［J］．装备机械(The Magazine on Equipment Machinery)，2011，(1):7-12．

［2］徐大利，叶安丽，马鸿雁(Xu Dali，Ye Anli，Ma Hongyan)．永磁同步电机控制系统的电流滞环与电压空间矢量控制的仿真(Simulation of PMSM control system based on hysteresis current control and SVPWM control)［J］．北京建筑工程学院学报(Journal of Beijing University of Civil Engineering and Architecture)，2009，25(2):39-42．

［3］余文涛，胡育文，郝振洋，等(Yu Wentao，Hu Yuwen，Hao Zhenyang，et al．)．一种改进型永磁电机数字电流滞环控制方法(Improved digital current hysteresis controlmethod of fault tolerant permanentmagnetmachine)［J］．电气传动(Electric Drive)，2010，40(2):39-42．

［4］逄玉俊，柏松，马向哲(Pang Yujun，Bo Song，Ma Xiangzhe)．永磁电机的电流滞环控制研究(A study on the currenthysteresis control of PMSM)［J］．科技与信息(Science and Technology Information)，2008，30(1):438-439．

［5］Jianxin Shen．Sensorless control of permanent magnet brushless drives［D］．Sheffield，UK:University of Sheffield，2003．

［6］Marian PKazmierkowski，LuigiMalesani．Current control techniques for three-phase voltage-source PWM converters:a survey［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，1998，45(5):691-703．