短波接收机DDS 本振源的优化设计

黎 琴，唐 静，李 斌，孙长景，陈 衍，张 静，方 勇

(1.常州国光数据通信有限公司，江苏 常州213000;2.武汉理工大学 信息工程学院，湖北 武汉430070)

现代短波软件无线电接收机将接收到的1.6～30 MHz 的信号，经预选滤波和低噪声放大后与本振混频至中频信号，通过窄带滤波与放大后由软件解调终端解调，其原理如图1 所示。图1 中的本地振荡器采用直接数字频率合成(direct digital synthesizer，DDS)，保证了接收的高捷变速率与频率分辨率。但本振的相位噪声和杂散频谱与接收机带外无用信号混频后，会使落入中频通带内的噪声激增，该现象称为倒易混频，将使接收机输出信噪比下降，严重影响接收机性能指标。因而设计低相噪与杂散噪声的本振源极为重要。

图1 短波软件无线电接收机前端原理框图

1 本振源噪声特性及其对短波接收机的影响

1.1 DDS 倍频参考源相位噪声特性及对接收机的影响

倍频器输出的相位噪声频谱密度为［1-3］：

式中：Sφ，i(f)×N2为倍频器的固有噪声;Sφ，add(f)为附加加性噪声，可尽量抑制。

专用DDS 的参考时钟可由片上晶振或外输入高稳时钟经锁相环(phase -locked loops，PLL)倍频电路获得。图2 为简化的锁相倍频噪声模型，其中：Kd为鉴相增益;F(S)为环路滤波器的传递函数;Kvco为压控振荡器的调谐灵敏度;Sφr(S)为晶振参考源的相位噪声;Sφpd(S)为鉴相器的相位噪声;Sφn(S)为可变分频器的触发相位噪声;Sφvco(S)为压控振荡器开环的相位噪声;Sφo(S)为环路输出的相位噪声。

图2 简化的锁相倍频噪声模型

令S=jω，则环路输出总的相位噪声为：

图3 相位噪声对接收机的影响

因此，恢复幅值较大的有用信号较容易，但当有用信号幅值较小时，本振信号的边带噪声会直接转换成强干扰中频边带噪声，落入中频带宽并淹没有用的中频信号。

1.2 DDS 本振源的杂散输出特性及对接收机的影响

DDS 的杂散噪声受图4 所示3 个主要不利因素的影响，分别为［4-5］：

(1)相位截断误差。DDS 用高M位寻址，舍弃低L=N-M位，由此产生由相位截断误差所导致的频谱输出杂散分量。

(2)幅度量化误差。该误差是由于ROM 中所存储的波形样点的存储量有限引起的舍位误差，其在DDS 输出频谱上表现为背景噪声。

(3)DAC 转换产生的误差。提高DDS 输出频率意味着正弦周期幅度采样点的减少，并使得DAC 重建正弦波的难度加大。

高M位寻址相位截断误差、D位ROM 存储器所对应的幅度量化误差及B位DAC 的分辨率造成的输出相噪单边功率谱密度分别为［6-7］：

图4 DDS 杂散来源模型

一般DDS 推荐使用宽带低通滤波，其带宽远超输出频率的倍频程，则对输出的杂散和谐波信号无能为力，此外，输出频率较高时，其包含的采样点少，由杂散所导致的寄生相位噪声输出将更为严重。本振源的杂散会影响接收性能，理想本振源输出的频谱中心为单频点而没有杂散分量，如图5 所示，图5(a)给出了具有杂散分量的本振时域波形;其干扰频谱分量如图5(b)所示;接收有用信号的频谱如图5(c)所示;图5(d)则显示出混频后的中频产生了有用信号频谱的重叠，引起信号的严重失真。

图5 杂散分量的影响

可见倍频参考源的相位噪声和DDS 的杂散输出会严重影响接收机的性能，因此要尽量减少DDS 信号的相位噪声和杂散分量的干扰，这种影响在高选择性和宽带动态范围接收机中非常明显。本振信号的边带噪声电平能决定接收机的性能，大的本振信号边带噪声电平会降低接收机的灵敏度和动态范围，故需采取措施减小相位噪声和杂散分量的影响［8-10］。

2 DDS 本振源的优化设计

2.1 DDS 本振源的结构

优化后的DDS 本振源的系统结构框图如图6所示，与传统DDS 技术相比，它采用了频率合成电路的高精度外部倍频和43 ～71.4 MHz 频率范围的亚倍频程滤波器。

图6 DDS 本振源的结构图

2.2 提高参考源性能指标的措施

所设计的本振源弃用了DDS 内部的锁相倍频，而由恒温晶振输出32.768 MHz 信号，经低噪场效应管5 倍频再2 倍频至327.68 MHz 作为参考时钟。采用NF=1.2 dB(f=100 MHz)的低噪场效应管组成有源倍频电路，则倍频器的额定输出噪声功率No为［11］：

其输出经双调谐带通滤波，可知滤波器临界耦合时，其通频带和矩形系数分别为：

显然，低噪场效应管及其两级双调谐回路与缓冲放大电路组成的有源倍频具有低附加相噪及高选择性的特点，使DDS 的加性噪声大幅降低。

2.3 加强杂散抑制的措施

DDS 输出43 ～71.4 MHz 的合成信号经亚倍频程滤波器消除谐波杂散。亚倍频程滤波器因其高端与低端截止频率比小于2，故能有效滤除合成信号中的谐波分量。采用巴特沃斯函数设计巴特沃斯型低通滤波器(low pass filter，LPF)，且其阻带衰减率与滤波器的阶数呈正比。依据归一化LPF 设计出通带带宽等于带通滤波器(band pass filter，BPF)的LPF，把设计好的四阶LPF 通过适当的电路变换为BPF。LPF 中的并臂电容CA变换为L1与C1(或者L3与C3)的并联，串臂电感LB变换为L2与C2(或者L4与C4)的串联，设ω0是BPF 的中心角频率。其变换公式分别为：

设计的通带频率为43 ～71.4 MHz 的四阶亚倍频程滤波器电路及其ADS 仿真图如图7 所示，可以看出在43 MHz 处(m1点)衰减0.514 dB，在71.4 MHz 处(m2点)衰减0.479 dB，而随频率变化的带外衰减曲线陡峭，因此该亚倍频程滤波器具有较小的插入衰减和较大的阻带损耗。

综上所述，与已有的设计方法相比，参考时钟源采用外恒温晶振经低噪场效应管、双调谐回路、有源倍频取代DDS 芯片内部锁相倍频，四阶亚倍频程滤波器取代低通滤波器将大幅降低DDS 输出的加性噪声和谐波杂散分量。

图7 亚倍频程滤波器电路

3 指标测试

3.1 DDS 本振附加相噪与谐波分量测量

由AD9954 片上晶振电路产生32.768 MHz信号，经其内部锁相10 倍频后，再由AD9954 合成60 MHz 输出信号的频谱如图8(a)所示;由外部恒温晶振产生32.768 MHz 信号，经外部10 倍频后，再由AD9954 合成60 MHz 输出信号的频谱如图8(b)所示。结果均用频谱分析仪AT5011进行观测。可见，图8(b)的寄生输出低于图8(a)20 dB 以上，因此外倍频器有效降低了本振附加相位噪声。再将外倍频器方案产生的60 MHz信号分别通过低通滤波器和双亚倍频程滤波器与缓冲放大电路组成滤波电路后的输出信号频谱如图9 所示。从图9(a)和图9(b)可以看出，双亚倍频程滤波器输出的谐波分量得到更好的抑制。

图8 合成的60 MHz 信号频谱

图9 信号经滤波后的频谱

3.2 倒易混频与灵敏度测试

本振的噪声特性会影响接收机倒易混频与灵敏度指标，接收机倒易混频与灵敏度指标测试参照短波单边带接收机电性能国标测量方法进行，其连接关系如图10 所示，图10 中匹配网络、高频信号发生器(1)、高频信号发生器(2)及低频信号发生器和测试仪表，根据指标需要接入使用。

图10 倒易混频与灵敏度测试连接图

倒易混频指标测量，先将高频信号发生器(1)输出信号加至接收机输入端，调节其输出，接收机输入信号电平为10 dBμV，再调节接收机增益以获得基准输出电平;然后在混合匹配网络端由高频信号发生器(2)加一无用的、未调制的输入信号，其频率偏离发生器(1)输出信号20 kHz，调节其输出电平，使接收机输出信噪比为10 dB。此时高频信号发生器(2)的输出电平即为倒易混频值，用dBμV 表示。

灵敏度测量，调节高频信号发生器(1)的输出电平至接收机输入端以产生信噪比为12 dB 的输出电平，此时的输入信号电平即为接收机灵敏度，用dBm 表示。

表1 给出了采用外部倍频器的DDS 本振源与采用内部PLL 倍频器时，倒易混频与灵敏度的测试结果。

4 结论

采用外接由高稳恒温晶振经低噪场效应管倍频后的射频源作为DDS芯片参考时钟，有效消除了DDS 片内锁相倍频电路加性相位噪声的影响;双亚倍频程滤波器降低了输出的杂散与谐波成份;优化改进后的DDS 本振源提高接收机倒易混频指标近20 dB，其灵敏度提升了近10 dB，该本振源已经应用于图1 所示的数控短波接收机前端电路中，使接收机综合技术指标得到进一步改善。

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