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Z源逆变器在异步电动机中的应用

2014-01-02祝龙记夏若飞

中国工程科学 2014年3期
关键词:桥臂异步电机直通

朱 红,祝龙记,夏若飞

(安徽理工大学电气与信息工程学院,安徽淮南 232001)

1 前言

在交流电动机中采用许多高性能的控制方式,如直接转矩控制和磁场定向控制(FOC)。交流电动机的FOC是将定子电流分解成两个分量:电流励磁分量和电流转矩分量,然后对其进行解耦控制,以获得像直流电机一样的特征。磁场定向由于其控制简单、效率和稳定性高、有良好的功率因数等,被广泛应用在交流电动机中。

近年来脉冲宽度调制(PWM)变速驱动由于其性能的优越性被广泛应用到变频调速中,其中使用最广泛的是正弦脉冲宽度调制(SPWM)控制和空间矢量脉宽调制(SVPWM)控制。研究表明,相对于SPWM控制,SVPWM控制可以更有效地利用直流总线电压,产生更少的谐波和失真。近年来提出的Z源逆变器,克服了传统的电压型逆变器和电流型逆变器的不足。传统的电压型逆变器是一个降压型逆变器,如图1所示一个三相电压为220 V的驱动系统,220 V的交流电(AC)通过整流器整流成310 V的直流电(DC)。在线性调制范围内,逆变器最多只能产生190V的交流电,对于一个220V的电机而言,逆变输出的低电压大大限制电动机的输出功率(输出功率与电压的平方成正比),因此不满足电机和驱动过大的系统。而Z源逆变器采用独特的Z源网络,又称阻抗(LC)网络连接逆变器主电路和电源(整流器),通过控制直通工作时间从而达到升压功能,通过传统的逆变桥逆变,输出的电压可以实现期望的交流电压值,甚至比线电压更高,可以使电压跌落时不间断工作、降低线路谐波、改善功率因数、增加可靠性、拓宽输出电压范围。

图1 传统的驱动系统Fig.1 The traditional driving system

本文采用间接磁场定向控制(IFOC)的异步电机结合SVPWM控制的Z源逆变器来进一步增强感应电机的驱动性能。

2 Z源逆变器

Z源逆变器采用其独特的LC网络(阻抗电感L1=L2,阻抗电容C1=C2)将逆变主电路、电源、负载或其他转换器连接在一起,具有电压型逆变器和电流型逆变器没有的特性,图2为传统Z源逆变器拓扑。

图2 传统Z源逆变器拓扑Fig.2 The traditional Z-source inventer topology

Z源逆变器有8个开关状态,当外加直流电压流过负载时,传统的三相电压型逆变器有6个有效的开关状态,负载短路时产生上、下两个零矢量状态。当三相Z源逆变器负载终端短路时通过任意一相或两相桥臂或三相桥臂上、下桥臂时,即有特殊零状态。传统电压型逆变器和电流型逆变器中是没有直通零状态的,Z源网络产生的直通零矢量使逆变器有特殊的升/降压特性。Z源逆变器的升压因子为

式(1)中,VPN为直流母线电压;VS为输入电压;TS为开关周期;T为直通时间;B为升压因子,大于1。由式(1)可得,只要合理地控制直通时间T就可以实现Z源逆变器的升压大小。

Z源逆变器的感应电机主电路如图3所示。

图3 基于Z源逆变器的感应电机主电路Fig.3 The main circuit of asynchronous motor based on the Z-source inverter

在升压状态下运行Z源逆变器,在一个230 V电机整流后通过Z源网络测得直流链电压上升到600 V左右,在线性调制范围内逆变器产生一个400 V的交流电。

3 间接磁场定向控制

高性能异步(感应)电动机驱动大都采用FOC技术。异步电动机的定子电流是由励磁矢量和转矩矢量的和组成,解耦控制转矩和励磁,就要找出与转矩正交的励磁分量,为此,可以采用两种方式,即直接磁场定向控制(DFOC)和IFOC。在DFOC中,由气隙磁通矢量的位置来计算转子磁通的矢量位置。通过合适的磁通传感器,如霍尔感测器来直接测量或者推导反电动势的整合来计算,但磁通传感器使DFOC成本增大,在低频情况下,无法获得良好的性能,且需要改进电机去放置传感器。而IFOC是通过异步电动机模型的一个简单的表达式来预测转子磁链位置。

图4为异步电机IFOC技术的方框图。为了获得磁场矢量,电机的电流分量应与定子电流分量隔离,这样产生一个通量。IFOC的主要缺点是它是通过扫描电机来估算转子磁链矢量的角位置,因此对电机参数非常敏感。实际上,转子时间常数的不确定会引起定子电流与转子磁通错边,降低整个系统的性能。

4 空间矢量脉宽调制

由于SVPWM控制可以更有效地利用直流总线电压、产生更少的谐波和失真,所以被广泛地应用于三相交流电机的矢量控制中。在三相交流电机中,有8个开关状态,其中有6个有效状态和2个零状态,如图5所示,8个空间矢量可以用一个矢量图来表示。为了生成SVPWM,在高频采样周期及低采样频率周期中采样旋转参考电压空间矢量US。如图5中的扇区1,是由开关(100)、(110)和零矢量(000)及(111)和US组成。

电压—α轴的平衡式为

电压—β轴的平衡式为

式(2)和式(3)中,TS是开关周期;三相逆变器的直流电压|U1|=|U2|=Udc,由式(2)和式(3)可得

图4 IFOC技术的方框图Fig.4 The block diagram of IFOC technology

一个开关周期的零状态持续时间为

图5 SVPWM及扇区Fig.5 SVPWM and sector

图6为带有直通零矢量的SVPWM控制信号示意图。根据升压比B计算得到直通时间t0,并将其等分为6等份,每份为t0/6,在一个开关周期中将等分的直通零矢量插入到每个桥臂的开关中。上下桥臂的切换点公式分别如式(8)和式(9)所示。

式(8)和式(9)中,Ta、Tb、Tc为三相桥臂的切换点;T1、T2为两个相邻矢量;t0为直通时间。

图6 带有直通零矢量的SVPWM控制信号Fig.6 SVPWM control signal with a shoot-through zero vector

5 控制策略

为了获得在直流链侧的升压,需要设置直通状态的时间,将直通状态的时间均匀地插入到正常PWM波中。图7为其中一种生成带直通状态的PWM波形。通过控制D和D′的值就可以控制直通状态时间(D和D′为常量),为了防止短路,D值不能太小。图8是插入直通状态及未插入直通状态的波形图。图9表示在不同的D值下产生的脉冲波形。

6 仿真

为了验证系统理论的正确性,进行仿真实验,仿真参数如下。

1)负载:三相400 V、37 kW异步电机。

2)Z源网络:L1=L2=5mH,C1=C2=1 200 μF。

图9 在D=0.7和D=0.9时,直通状态的波形Fig.9 The wave of the direct state when D=0.7 and D=0.9

在Matlab下建立仿真,给定转速为n=1400 r/min。图10为Z源升压图,图11为电机转动时的转速及转矩图(图11a为转速图,图11b为转矩图)。

图10 Z源逆变器升压后逆变输出电压Fig.10 The output voitage of inverter after Z-source inverter boosting

图11 异步电机的转速与转矩Fig.11 The rotational speed and torque of asynchronous motor

图12为建立的仿真模型。为了方便测量,直接将整流的部分用一个350 V的直流电源代替。异步电机在0.4 s加载20N·m负载。

如图12所示,Z源逆变器在交流异步电动机中的应用可使逆变器输出电压增加,可以带动额定电压较大的电动机,且当交流异步电动机突加负载时的动态稳定性较好。

7 结语

在Matlab/simulink环境下搭建基于Z源逆变器的IFOC的异步电动机仿真模型,并验证其正确性。结果表明通过Z源逆变器结合IFOC的异步电动机的驱动系统,实现了感应电机的平滑调速,避免了负载突变对系统的影响,能使系统不间断运行,具有良好的动态性能和抗扰动能力。

图12 基于Z源逆变器的IFOC的异步电机仿真模型Fig.12 Asynchronous motor simulation model of IFOC based on Z-source inverter

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