带补偿网络的高精度LED恒流驱动电路的设计

洪 静，王卫东

(桂林电子科技大学信息与通信学院，广西桂林541004)

随着LED成为平板显示领域的主流［1］，对LED显示屏的要求也不断提高。而LED为电流驱动型器件，即在一定的正向电流工作范围内，其发光亮度与流过器件的电流大小成正比，故只要保证每个LED管中的电流恒定，就能保证显示设备的亮度一致［2-4］。常用的恒流驱动电路有开关模式与线性调节模式［5］。开关模式驱动电路将引入 EMI［6］。本文采取线性模式的调节方法，并通过改善系统的瞬态响应与提高输出电流镜的输出阻抗，使输出电流在供电电压与环境温度发生变化时，仍能保持较高的稳定性。

1 电路设计

文中设计的恒流驱动电路的整体结构框图如图1所示。其主要包括基准电流产生模块、补偿网络、电流调节模块。基准电流发生器产生参考电流Iref，该电流通过高精度电流镜后变为M倍，最后再经由电流调节器使电流变为MNIref输出，并保持输出电流恒定。补偿网络是一个带宽非常高的内部负反馈环路，它能够感应任何负载电流的变化，并将信号送回到M1的栅极从而改善瞬态响应。最终的输出电流满足:

这里μn为电子迁移率;Cox为单位面积栅电容;W和L分别为栅的宽与长。电流变化率为:

图1 电路总体结构

1.1 基准电压

本文采用带隙基准为运放放大器提供基准电压，该电路主要由带隙基准核心电路与启动电路构成。如图2所示，双极晶体管在不同电流密度下工作时，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比［7］。该电压差值作用于一个电阻上，并通过电流镜复制流过该电阻的电流，即可获得PTAT电流I2，在输出支路上产生与绝对温度成正比的电压I2R2，该电压加在Q5的基极-发射极电压上，即可得到基准输出电压。在带隙基准核心电路中，将两个二级管串联使用，可以降低运放的失调电压［8］;采用低压共源共栅电流镜复制电流，可抑制沟道长度调制效应，减小电源电压变化对电流的影响，提高输出电流的精度［9］。输出电压可表示为:

式中，VOS为运放的失调电压，n为Q1、Q2与Q3、Q4的 面 积 比。 当VBE，Q5≈ 750 mV，T=300 K时，∂VBE，Q5/∂T≈ -1.5 mV/℃，∂VT/∂T≈ 0.087 mV/℃。故当满足(1+R1/R2)lnn≈17.2的关系时，可获得零温度系数电压。

图2 带隙基准

启动电路的作用是确保核心电路在上电后能迅速摆脱零电流状态而稳定工作，其工作原理为:若上电后各支路电流为零，则所有的PMOS管关断，M11的栅极为低电位，M11导通，并向R2和Q4所在的支路注入电流。一旦电路摆脱零电流状态，M12、M13、M14将M11的栅极电位拉高，将M11关断，使启动电路脱离主电路，完成启动过程，带隙基准进入正常工作状态。

1.2 补偿网络

图1的基准电流产生模块中，当M1的电压降较大或是连接线的寄生参数较大时，M1的漏极电压及流过其中的电流会发生振荡［10］。其小信号模型如图3所示。

图3 小信号模型

其传输函数为:

这里C0为从输出端看进去的对地电容。由式(4)知，系统在右半平面存在一个零点，这将大大降低系统的稳定性。为解决这一问题，文中设计了图4所示的补偿电路。

图4 补偿网络

该补偿网络的偏置电流由M9提供。M11为M10提供偏置电压并确保其工作于饱和区。M10、M12组成共源共栅结构，其输出阻抗约为gmr20，这是一个较大的阻抗，它可以有效地防止前馈通路的形成，从而避免右半平面出现零点。M13与偏置电流源组成一个共源放大器，同R2共同作用将C上的采样电流转化为电压并改善瞬态响应。加入该补偿网络有:

则有

同理

由上式可知，该结构为系统在左半平面引入了一个零点，从而可使系统稳定。

1.3 高精度电流镜

要保证输出电流有较高的稳定性，电流镜的应用很关键。而精度与输出阻抗是决定电流镜性能的最重要的参数［11］。为解决这些问题，文中应用的高精度电流镜如图5所示。

图5 高精度电流镜

MOS管M0、M2、M3构成一个两级的共源共栅电流镜。偏置管 M1、M4、M5、M6和 M7用于改善共源共栅电流镜的匹配精度。3个负反馈增益阶M8、M9、M10能够极大地增加电流镜的输出阻抗。这里“A”表示每个增益级的电压增益。该电流镜的输出阻抗Rout可由以下推出:

由式(11)可知该电流镜具有很高的输出阻抗。

如图5所示，电压V1是独立于V0的。当V0与V1增加时，由于存在3个负反馈回路，则Vds11减小。电压Vds11作为一个负反馈信号连接至M3的栅极，Vds11下降导致V1下降。故此，负反馈回路将V1锁定，换句话说即是V0的变化不会导致V1发生变化，所以可以得到稳定的输出电流Iout。

另外，在该电流镜中，M4、M5、M6及 M7用于匹配电流IM1与IM2，并使VGS8=VGS1。因为VGS0=VGS1=VDS0，且VGS8=VGS2，易得出VDS2=VDS0，使Iin=Iout。

2 仿真结果

采用CSMC 0.5 μm CMOS数模混合工艺，在Cadence中使用Spectre对图2电路进行仿真，并在表1中对比文献［12］进行了性能比较。

外接电阻不同时恒流输出特性曲线如图6所示。阻值为620 Ω～8 500 Ω时，输出电流变化范围为3 mA～40 mA。

图6 恒流输出随外接电阻的变化曲线

图7所示为系统的瞬态仿真图。由图可知系统的阶跃响应时间为2.5 μs，输出曲线无振铃，表明系统具有较高的稳定性。

图7 系统瞬态仿真图

当电源电压为5 V，外接电阻为620 Ω，在 tt、ff、ss工艺角下，温度从-40℃ ～85℃变化时，输出电流随温度变化的曲线如图8所示。电流最大值为40.89 mA，最小值为39.76 mA，电流最大温度系数为 58.85×10-6。

当环境温度为27℃，外接电阻为620 Ω，在tt、ff、ss工艺角下，电源电压从4.5 V～5.5 V变化时，输出电流随电源电压变化的曲线如图9所示。电流最大值为40.52 mA，最小值为39.55 mA，电流最大变化率为1.62%。

图8 输出电流随温度变化曲线

图9 输出电流随电源电压变化曲线

表1 性能比较

3 总结

设计一个带补偿网络的高精度LED恒流驱动电路。该电路的基准电压由带隙基准产生。利用补偿网络改善电路的瞬态响应。采用高精度电流镜提高输出电流的精度，实现了电流的稳定输出。在Cadence中利用Spectre对电路在各工艺角下进行仿真，仿真显示:电源电压从4.5 V～5.5 V变化时，电流最大变化率为1.62%，温度从-40℃～85℃变化时，电流最大温度系数为58.85×10-6。外接电阻为620 Ω ～8 500 Ω 时，对应驱动电流变化范围3 mA～40 mA。结果表明，该驱动电路稳定性良好，符合设计要求。

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［5］王易，徐祥柱，黎兆宏，等.一种用于LED驱动的恒流控制电路设计［J］.微电子学，2012，42(2):229-232.

［6］Qiu Jianping，He Lenian.A LED Driver IC with Constant Current and Temperature Compensation［C］//IEEE ICCSIT，2010:162-164.

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