一种带AGC功能的RGC输入前置放大器设计

后永奇，杨建红

（兰州大学 物理科学与技术学院 微电子研究所，甘肃 兰州730000）

自 1976年美国在亚特兰大（Atlanta）现场试验了世界上第一个光纤通信系统以来，光纤通信在商业应用中已有三十多年的发展历程。而我国在此领域的所用芯片基本依靠进口，所以研制高性能的通信芯片对我国通信行业的发展具有极其重要的意义。

对于光接收机前端电路，由于其跨阻前置放大器具有低的输入/输出电阻、高带宽和低噪声等诸多优点，因此一直受到电路工程师们的青睐[1]。但前置放大器的设计需要在带宽、增益、噪声、电源电压和功率损耗等因素之间进行有效的折中，在一定程度上给设计者带来了困难。为了解决高跨阻与宽带宽的矛盾，此次设计采用RGC(Regulated Cascode)输入级以拓展带宽。同时，为了解决输入动态范围与高跨阻、低噪声的矛盾，采取了自动增益控制技术。

1 电路设计与性能参数分析

1.1 整体电路设计

图1是一个传统的跨阻放大器，M1和RD构成共源级，M2共漏结构构成源跟随器，Rf是接到输入端与输出端的反馈电阻，Iin是光检测器的输出电流，CD为放大器的输入电容（包括光检测器的结电容、放大器的输入电容和节点的寄生电容）。

由VX=Vout/(-A)及(Vout+Vout/A)/Rf=-Iin-(Vout/A)CDs可得[2]：

其中，s=jw(w=2πf，f表示频率)，A是放大器的开环增益。当A＞＞1时，跨阻增益为Rf，时间常数为RfCD/A，该跨阻放大器的-3 dB带宽为：

一般情况下，源跟随器的输入阻抗gm2-1比跨阻Rf小很多(gm2是M2的跨导)，从而主放大器的开环增益近似等于gm1RD(gm1为晶体管 M1的跨导)，面闭环跨阻增益为：

则闭环输入电阻和输出电阻的值分别为：

同时，根据噪声特性[3]可以推导出输入噪声电流的表达式为：

其中，与分别表示跨阻输入参考噪声、放大器输入参考噪声，K为波尔兹曼常数，T表示环境温度。由跨阻增益和输入噪声电流的表达式可知，增大反馈电阻Rf可以有效地提高增益，降低输入噪声。但是，不能无限制地增大反馈电阻，因为它将抑制带宽，这可以从-3 dB带宽表达式看出。为了解决上述矛盾，设计了如图2所示的跨阻放大电路，由RGC输入级、电压增益级、单端转差分级等三部分组成。RGC输入级的功能是隔离包括光电二极管在内的输入寄生电容，有效地扩大了带宽。

1.2 电路性能分析

RGC组态最显著的特征是高输出阻抗和宽输出电压范围。此外，其高速度、低噪声的特征（当输入晶体管被一个电流源取代时，将会产生虚地输入阻抗）对前置放大器的设计是有用的[4-6]。图2中光电二极管的功能是将光纤传输过来的光信号转化为电信号。这一光电流在晶体管M1的漏极被放大为电压信号。而晶体管M2和电阻R3在输入级起本地反馈作用。所以，减小输入阻抗是通过自身电压增益的大小而决定的。

根据小信号分析，RGC电路的输入电阻由下式给出：

式中，(1+gm2R3)是本地反馈级的电压增益。由上式可知，RGC的输入阻抗是(1+gm2R3)，这一阻抗小于共栅（CG）输入。因此，RGC输入级是CG输入跨导Gm的gm1(1+gm2R3)倍。在这一工作过程中，若电压增益(1+gm2R3)的值是8，从带宽来看，RGC输入级能够8倍地隔离输入级的寄生电容。

当加入RGC输入机制后发现，输入阻抗非常小，比较而言，反馈能在MOS管M1的漏极提供大的阻抗节点。这一反馈的加入，使放大器的主极点移动到非常高的频率处，因而宽带宽的愿望得以实现。但是，电路的稳定性稍差，因为此时放大器的主极点与非主极点相互交叉。

设计的RGC输入级相当于一个电流缓冲器，所以第二级的电压增益是必不可少的。本设计选择了电压并联负反馈结构。此处引入了自动增益控制技术AGC（Automatic Generation Control），图 2中电压Vcont输入到晶体管M4调节跨阻的大小。通过检测输入信号幅度的大小，将信号幅度与一个参考信号进行比较，同时不断地调整跨阻大小，从而使输出电平保持相对恒定。

根据小信号分析，闭环直流增益与-3 dB带宽分别为：

其中，αi(i=2，4，5)是源极跟随器的低频增益，Cgd1是 M1的栅漏电容，Cf是反馈电阻的寄生电容，gm3是M3的跨导。

图2中的第三级是单端转差分级，输入端接放大级的输出信号，Vout1和Vout2为差分输出。其工作原理为：直流时，电容相当于开路，使得差分放大器的两个放大管具有相同的直流偏置；高频时，电容相当于短路，差分放大器单端输入、双端输出，从而实现了单端到双端的转换。这里，由R7和C1组成的低通滤波器提取出放大器输出的直流电平，并将该信号送至M7的栅极。因为VX-VY呈现出一个零平均值，所以差分对的输出也是没有偏移量的。图2中的结构起到了一个高通滤波器的作用：在足够低的频率下，X节点和Y节点的信号是相等的，从而产生了零输出。只有高通传递函数的低转角频率降低到几十千赫兹以下时，时间常数R7C1才会达到几十微秒，因此这个方法常需要一个大的外置电容。

2 模拟结果

本设计基于SIMC 0.18 μm工艺模型，在 1.8 V电源电压下，对所设计的前置放大器进行了模拟仿真。此跨阻放大器的幅频特性曲线如图3所示。当光检测器的寄生电容CD为典型值0.5 pF时，低频跨阻增益Arf为72.8 dBΩ，3 dB带宽为 3.06 GHz。跨阻增益被限制在数百欧姆范围内，结果满足系统的高速率（10 Gb/s）、低电源电压（1.8 V）要求。

图3 跨阻放大器的幅频特性曲线

一般地，高性能TIA的总噪声电流的变化范围为0.5 μArms～2 μArms，并 且 噪 声 随 着 频 率 的 增 大 而 增 强 。 从图4所示的等效电流输入电流功率谱密度Seq曲线可以看出，此跨阻放大器的电流噪声为108.36 nA，具有较低的噪声。

本文基于 0.18 μm CMOS工艺，用 Cadence软件设计了一种带自动增益控制(AGC)的RGC输入跨阻放大器，最后选用SIMC 0.18 μm CMOS工艺库对设计结果进行了仿真。结果表明，当输入的光功率为-10 dBm、电源电压为1.8 V、设定光检测器的寄生电容为0.5 pF时，所设计的放大器具有良好的幅频特性和等效电流输入曲线。

图4 等效电流输入噪声曲线

[1]王志功.光纤通信集成电路设计[M].北京：高等教育出版社，2003.

[2]谢嘉奎，宣月清，冯军.电子线路（线性部分）[M].北京：高等教育出版社，1999.

[3]RAZAVI B.Design of integrated circuits for optical communications[M].胡先志，胡佳妮，译.北京：人民邮电出版社，2008.

[4]PARK S M，YOO H J.1.25-Gb/s regulated cascode CMOS transimpedance amplifier for Gigabit Ethernet applications[J].IEEE Journal of Solid-state Circuits，2004，39(1)：112-121.

[5]PARK S M，TOUMAZOU C.A packaged low-noise high speed regulated cascode transimpedance amplifier using 0.6 μm N-well CMOS technology[C].Proc.Eur.Solid-State Circuit Conf.(ESSCIRC)，2000：432-435.

[6]SACKINGER E，GUGGENBUHL W.A high-swing，highimpedance MOS cascode circuit[J].IEEE J.Solid-State Circuits，1990，25(1)：289-298.