高可靠型非隔离三电平光伏并网逆变器

肖华锋，谢少军，杨 晨

（1.东南大学 电气工程学院，江苏 南京 210096；2.南京航空航天大学 自动化学院，江苏 南京 210016）

0 引言

非隔离型光伏并网逆变器概念最早于1994年提出[1]，其目的是为了实现低成本、紧凑、高可靠性和高变换效率。近年来，随着在欧洲市场的广泛应用，非隔离型光伏并网逆变器受到各国学者的重视，研究的重点是在保证非隔离型光伏并网逆变器高效率优势的前提下抑制其漏电流和提高可靠性[2-6]。

二极管箝位三电平逆变器拓扑[7]NPCTLI（Neutral Point Clamped Three Level Inverter）在非隔离型光伏并网逆变器中得到广泛认可[3-5]。这主要是因为NPCTLI具有弥补由无隔离变压器带来的漏电流和进网直流分量问题的结构优势[5]。文献[8]详细推导了非隔离型单相光伏并网逆变器的漏电流分析模型，可以为研究漏电流抑制技术提供理论支持；文献[9]利用该分析模型对单相NPCTLI在光伏并网场合的应用作了深入研究，这些研究有助于全面地理解NPCTLI抑制漏电流的原理和特点。然而，与其他桥式逆变器一样，NPCTLI的桥臂同样存在直通的危险，其工作可靠性仍有提升的必要。

N.R.Zargari于1990年提出的双降压式半桥逆 变 器[10]DBHBI（Dual Buck Half Bridge Inverter）在近年得到大量研究[10-16]。DBHBI拥有防桥臂直通的结构优势，其续流二极管可优化选取，并可采用半周期工作方式降低导通损耗，但它只能工作于双极性调制方式，且器件的电压应力大。针对DBHBI的缺点，引入多电平技术[17]可以使其工作在单极性调制方式和成倍降低器件电压应力。文献[15]将DBHBI中的功率开关管用二极管箝位型三电平开关单元替代得到了三电平DBHBI的主电路拓扑。该电路拓扑虽然降低了功率开关管的电压应力，但其桥臂续流二极管仍承受输入电压，不适合较高电压输入场合的应用。虽然可以通过引入二极管箝位型三电平二极管单元替代，但这样会使得电路结构更加复杂。

本文从半桥类非隔离型并网逆变器出发，在保留半桥型电路结构优良的漏电流特性的同时引入DBHBI防止直通的结构优势，提出一种新型的分裂电感中点箝位三电平逆变器SI-NPCTLI（Splited Inductor-Neutral Point Clamped Three Level Inverter），实现了电路结构的简洁和高可靠性。通过采用滞环电流控制技术和高频开关信号的提前关闭保证了电流通路切换的安全性；采用变滞环宽度定频控制可以将谐波电流频谱集中，有利于进一步的滤波设计；基于单相结构可以方便地将SI-NPCTLI扩展至带中线的三相四线制三相并网逆变器结构，使其拥有同样的高可靠和低漏电流特性。

1 SI-NPCTLI的构成和特性分析

1.1 SI-NPCTLI的构成

图1（a）为本文提出的SI-NPCTLI电路结构，采用二极管箝位型三电平开关单元替代DBHBI中的单个开关管，同时结合光伏并网单位功率因数运行的特点将DBHBI中的桥臂续流二极管取消，所得电路结构与NPCTLI非常相似，保持了电路的简洁性。图1（b）为SI-NPCTLI的驱动信号时序和桥臂的输出电压波形图，图中h为电流滞环宽度，即电感电流脉动量。

1.2 工作原理

图1 分裂电感中点箝位三电平非隔离光伏并网逆变器Fig.1 Splited-inductor neutral-point-clamped three-level PV grid-connected inverter

DBHBI工作于半周期电流调制模式可以减小器件的开关损耗和导通损耗，有利于提高变换效率[16]，本文提出的SI-NPCTLI仍选用半周期电流调制技术。为了方便分析，假设：所有功率开关管和二极管均为理想器件，不考虑开关时间及导通压降；所有电感和电容均为理想元件，且Cdc1=Cdc2、L1=L2=L；逆变器运行于单位功率因数，即电感电流iL12与电网电压ug完全同相位。以电网电压正半周为例详细分析逆变器的工作模态，如图2所示。电网电压负半周与之类似。

图2 稳态工作时逆变器模态Fig.2 Working modes of inverter in steady operation

模态1：开关管VT1和 VT2开通，VT3和 VT4关断。桥臂间输出电压为电容Cdc1上电压，即，此阶段电感L1中的电流iL1线性增加。

模态 2：开关管 VT1关断、VT2开通，VT3和 VT4仍关断。VT1的端电压被二极管VD5箝位至输入电压的一半，桥臂间输出电压为零，即u13=0。此阶段电感L1中的电流iL1处于续流阶段，线性下降。

可见，电网电压正半周桥臂输出电压为Upv／2和0电平，相似地，在负半周桥臂输出电压为-Upv／2和0电平，相比 DBHBI仅有 Upv／2和 -Upv／2电平可以大幅降低滤波电感电流脉动量，有利于减小电感值。

1.3 共模特性分析

非隔离型光伏并网逆变器的开关频率共模电压是引起漏电流的根源[8]，因此是否存在开关频率共模电压是其能否在非隔离光伏并网场合应用的评价标准。表1为SI-NPCTLI的工作电平量，由于变换器在正、负半周工作时的电流路径不同，在计算差模和共模电压时有所区别。从表1中最后一行可以看出SI-NPCTLI产生的总共模电压源为一个恒定值，不会产生高频共模电流，与NPCTLI的共模特性完全一致[9]。

表1 SI-NPCTLI工作电平量Tab.1 Operational levels of SI-NPCTLI

1.4 几种拓扑的比较

设置参数如下：Upv=800 V，ug=339sin（314t）V，额定功率P=1 000 W，最大带环宽度为1.25 A。对SI-NPCTLI、NPCTLI和DBHBI进行定量比较，如表2所示（表中RMS表示有效值），包括功率器件的数量、电压／电流应力和衡量开关器件功率等级的开关器件功率（SDP）因子[18]；无源元件的比较主要为电感的数量和感值；在性能方面包括直通和漏电流问题。

从表2可以看出，DBHBI在器件应力和滤波电感的数量和感值大小方面处于劣势；而NPCTLI在滤波电感的数量上占优，但电感的电流应力是最大的，且存在直通危险而处于劣势；本文提出的SI-NPCTLI较DBHBI是完全占优的，相比NPCTLI在滤波电感数量上增加1倍，但每个电感的电流应力相应降低，最大的改进是消除了桥臂直通的危险。上述3种电路拓扑在总的开关器件功率（TSDPs）方面相当（NPCTLI、DBHBI、SI-NPCTLI分别为 4.832、4.816、4.832kV·A），当它们应用于非隔离型光伏并网逆变器时都不会产生高频时变的共模电压，故不会引起漏电流。

表2 几种逆变器拓扑的比较Tab.2 Comparison of topology among several inverters

2 SI-NPCTLI的控制策略

2.1 逆变器侧电感电流的单位功率因数运行

1.2节的分析是在假设逆变器运行于单位功率因数，即电感电流iL12与电网电压ug完全同相位的前提下进行的，这个假设是与光伏并网逆变器应用场合需要进网电流与电网电压单位功率因数相一致的。然而，省去三电平DBHBI中的桥臂二极管续流通路后，要保证电路安全可靠地工作就必须保证电感电流在电网电压过零之前可靠为零（对于高阶入网滤波器情况稍复杂，如在LCL滤波器中需要保证逆变器侧电感电流与滤波电容电压同相位）。

滞环电流控制可以实现电感电流的精确跟踪[19]，为了保证进网电流在电网电压过零处可靠降至零，可以在xπ时刻停止高频开关信号，电感电流由电网电压强迫降至零，如图3所示。

图3 电感电流iL12的相位控制Fig.3 Phase control of inductor current iL12

高频开关信号提前关断时间应满足式（3）：

其中，UVD（on）、UVT（on）分别为箝位二极管和功率开关管的导通压降。

2.2 变滞环宽定频电流控制

滞环电流控制是一种高性能的非线性控制方法，但存在开关频率不固定、频谱分布广泛、滤波器设计困难等缺点。为了克服这些缺点，在所提出的SINPCTLI中采用实时调节滞环宽度的方法来实现定开关频率工作[20]。

结合式（1）和（2）可得：

其中，f为开关频率。在逆变器的运行中只要根据电网电压和电池输出电压的瞬时值实时计算h就可以实现定开关频率的滞环电流控制。

图4为提出的并网逆变器的控制策略结构图，其中，Ts是开关周期，Tg是电网周期，ωg是电网角频率，φg是网压初始相角。

图4 用于光伏并网时SI-NPCTLI的控制框图Fig.4 Block diagram of SI-NPCTLI PV grid-connected inverter control

3 实验研究与讨论

图5 通用测试平台Fig.5 General test platform

为了验证本文提出的SI-NPCTLI的正确性和对漏电流的抑制性能，在实验室建立了通用实验平台，如图5所示，实验研究侧重电路拓扑的工作原理验证和漏电流性能测试与对比。主要电气和元件参数如下：输入电压为800 V；电网电压为240 V，频率为50 Hz；额定功率为1 000 W；开关频率为20 kHz；直流母线电容 Cdc1、Cdc2的参数均为 235 μF／400V；功率器件 VT1—VT4（N-MOSFET）的型号为 IXFN36N100；滤波电感L1、L2均为4 mH；共模电感LCM的磁芯为2×2W-43615-TC，线径 d为 2 mm，匝数 N 为 10＋10；共模电容 CY1、CY2均为 2.2 nF；寄生电容 Cpv1、Cpv2均为0.1 μF。

图6（a）为SI-NPCTLI的桥臂输出电压波形，与表1分析一致；图6（b）为滤波电感L1和L2的电流波形，可以看出它们分别工作半个工频周期，无偏置电流。图7分别为开关管VT1和VT2的门极驱动电压和漏源极电压波形，其中VT1的关断电压应力为电池输入电压的一半，与原理分析一致；VT2的关断电压应力为电网电压，且最大值小于电池输入电压的一半。

图6 SI-NPCTLI的桥臂工作电压和滤波电感电流波形Fig.6 Waveforms of bridge-leg voltage and inductor current of SI-NPCTLI

图7 SI-NPCTLI的开关驱动信号和漏源极电压波形Fig.7 Waveforms of driving signal and drain-source voltage of SI-NPCTLI

图8分别为SI-NPCTLI和NPCTLI在非隔离光伏并网应用时的漏电流波形和频谱分布图。图中，I50Hz为电网电压产生的共模电流，I18kHz为电池模拟源产生的共模电流，I20kHz为三电平并网逆变器产生的共模电流。需要特别指出的是：在逆变器并入电网后，也为用来模拟太阳能电池的开关电源提供了共模回路，其高频开关动作（实验平台中电池模拟源的开关频率为18 kHz）产生了共模电流I18kHz。在两级式并网逆变器中，其前级直流变换器的高频开关也会像此处的电池模拟源一样产生高频共模电流（无论其是否含高频隔离变压器），因此也需要抑制共模电流成分。从图8（a）和（b）的对比中可以看出2种电路拓扑均具有优良的漏电流抑制性能，与前述理论分析一致。

图8 SI-NPCTLI与NPCTLI的漏电流波形和频谱对比Fig.8 Comparison of leakage current waveform and spectral between SI-NPCTLI and NPCTLI

4 结论

本文提出一种具有高可靠性和低漏电流特性的三电平并网逆变器，电路结构具有传统中点箝位三电平逆变器的器件电压应力低和共模电压为恒值的特性，同时拥有DBHBI的防直通结构。提出的逆变器拓扑可以实现非隔离型光伏并网逆变器的高效、低成本、低漏电流和高可靠性等要求，可以扩展至带中线的三相四线制三相并网逆变器结构。