1414.5 GHz Doherty功率放大器研究

程知群，张 弦

(杭州电子科技大学射频电路与系统教育部重点实验室，浙江杭州310018)

0 引言

现代通信系统正朝着低功耗，高效率和小体积的方向飞速发展。近些年来，无线通信的发展趋势为多电平、多载波、大容量、宽频带和高峰均比。卫星通信作为无线通信中的一种，近年来也得到了飞速发展，它在军事、海事、综合业务和电视直播通信上有着比其他通信系统更多的优势，发展卫星通信，意义重大。在卫星通信系统的基站中，功率放大器消耗的功率在整个卫星通信系统中所占比例很大，并且功率放大器是在大信号工作下的非线性器件。因此为了达到整个卫星通信系统的高效率和高线性度，研究和设计高效率和高线性度的功率放大器是非常有意义的，并且高效率和高线性度放大器已成为当前国内外的研究热点［1］。Doherty技术的出现，实现了高效率和高线性度兼有的功率放大器［2］，Doherty功率放大器虽然也采用功率回退来达到线性度的要求，但是在功率回退的过程中，功率放大器效率减少的不是很大，从而在保证线性度的同时也达到了较高的效率。本文采用Triquint公司提供的功率管芯TGF2023－02，先对管子进行了等效电路模型参数提取，并对管子与键合线相连部分进行电磁场建模，最后设计Doherty功率放大器，通过仿真和优化，得到较理想的性能。

1 有源器件等效电路模型参数提取

电路设计采用了型号为Triquint TGF2023－02 GaN HEMT功率晶体管。其Datasheet中提供小信号S参数模型，即s4p文件。还提供了型号为Trquint TGF2023－01 GaN HEMT功率晶体管等效电路模型中部分参数值以及Trquint TGF2023－01在特定偏置和频率下Loadpull测试的负载阻抗。TGF2023－02管子栅宽是TGF2023－01的两倍，其它结构和物理参数相同。因此，在电路设计前，需建立Trquint TGF2023－02 GaN HEMT功率晶体管等效电路模型。

首先将Datasheet中提供的小信号S参数s4p转换成2端口的s2p文件，利用Triquint模型和Datasheet中提供的TGF2023－01相关参数，提取模型中相关的电学参数。结合ADS软件仿真模型的小信号S参数和Loadpull仿真，将模型仿真参数与Datasheet小信号S参数以及最优负载阻抗值对比进行拟合模型中电学参数的精确度。器件Datasheet提供了几个频点的最大功率下输出阻抗，结合本项目设计的频段，重点关注14 GHz频点下最优负载阻抗值，若仿真与测试接近，此时的模型应用于14 GHz左右电路设计更精确，反之，就需要重新进行曲线拟合。经过多次拟合后，得到基于Triquint等效电路模型中电学参数如表1所示。基于建立的等效电路模型仿真小信号S参数，模型仿真和测试器件2个端口的反射系数对比曲线如图1所示。结果显示，在频率1 20 GHz范围两者接近。等效电路模型负载牵引仿真和测试结果如表2所示，两者比较吻合。

表1 等效电路模型主要参数

图1 模型仿真和测试结果对比曲线

表2 负载阻抗测试与仿真结果

2 无源元件电磁场仿真

为了准确地表征键合线对电路性能的影响，本文采用了HFSS电磁仿真软件对连接到晶体管裸管的键合线和微带线进行了场仿真，建立其S参数模型。与晶体管连接的键合线和微带线如图2(a)所示。图2(a)中的数字2和3是键合线与晶体管电极连接点，1是与输入(或输出)匹配电路连接点。HFSS仿真的1端口反射系数参数曲线如图2(b)所示，并标出了14 GHz频点下的输出阻抗值。本文考虑到有源器件的版图结构和键合线的电流密度，栅级和漏极都采用双键合线。为了简化电路，缩短仿真时间，与管子栅极和漏极连接的键合线及微带线对称［3］。

图2 与晶体管连接的键合线和微带线

3 Doherty功率放大器电路设计

Doherty功率放大器主要由主功率放大器和辅助功率放大器组成，拓扑结构如图3所示。主功率放大器工作在AB类，偏置点设置漏源电压VDS=28 V，栅源电压VGS=－3.6 V，辅助功率放大器工作在C类，偏置点设置漏源电压VDS=28 V，栅源电压VGS=－4.8 V。采用λ/4高阻抗微带线和扇形线设计偏置网络，并确保稳定。使用ADS软件的Loadpull和Sourcepull，最大化PAE，确定此时的最优负载阻抗和最优源阻抗。在输入功率30 dBm，频率14.25 GHz的条件下，此时主功率放大器的最佳负载阻抗为(2.2+9.8j)Ω，最佳源阻抗为(1.9－1.7j)Ω。匹配网络采用叉指电容与λ/4微带线的串联形式，叉指电容既是匹配电路的一部分，也起到了隔离直流的效果。辅助功率放大器的设计与主功率放大器相似。主功率放大器和辅助功率放大器通过两路对称Wilkinson功分器合成。主功率放大器后接特性阻抗50 Ω，长度λ/4微带线，起阻抗变换作用，为了保持两路相位一致，辅助功率放大器也要加上相同尺寸的微带线。当输入功率很小时，辅助功率放大器没有工作，主功率放大器后面的微带变换线将终端负载(此时也为主功率放大器的负载)变换到100 Ω。当主功率放大器接近饱和时，辅助功率放大器开始工作，此时随着输入功率的增大，主功率放大器的负载阻抗逐渐由100 Ω变为50 Ω［4］，终端负载经特性阻抗35 Ω，长度λ/4微带线变换到25 Ω。考虑到当辅助功率放大器没有开始工作时，理论辅助功率放大器的输出阻抗应呈现近似开路状态，但实际电路因辅助功率放大器有漏源级间电容Cds和开路电阻，被看成主功率放大器负载的辅助功率放大器呈现的阻值不是很大，这样会使实际的效率降低，为此在辅助功率放大器的输出端加一段特性阻抗为50 Ω的微带补偿线，这样不会影响辅助功率放大器的匹配效果，增加补偿线的长度，直到此时辅助功率放大器的输出阻抗达到实部很大，部接近于0为止。加入补偿线前后阻抗变化如图4所示。为了相位保持一致性，主功率放大器需要加上相同尺寸的微带线。

图3 Doherty功率放大器结构

图4 加入补偿线前后阻抗变化

4 仿真结果与分析

主功率放大器的S参数仿真如图5(a)所示，从S参数曲线看出，在14 14.5 GHz频率范围内，输入和输出达到了良好的匹配，S11和S22均低于－20 dB，并且S21达到了11.5 dB。Doherty功率放大器(DPA)的功率增益曲线(Gp)和输出功率曲线(Pout)以及DPA的功率附加效(PAE1)与平衡式功率放大器的功率附加效率(PAE2)曲线如图5(b)所示。从图中可知Doherty功率放大器功率增益大于8 dB，输出功率高于12 W，PAE高于45%，并且在功率回退6 dB时，Doherty功率放大器的PAE也能达到41.8%，而此时平衡式功率放大器的PAE为31.4%，比平衡式功率放大器提高了近12%。

图5 Doherty功放S参数，功率增益，输出功率曲线以及PAE对比曲线

5 结束语

本文基于Triquint的0.25 μm GaN HEMT管，采用HFSS软件对部分电路进行了建模，采用ADS软件对管子的非线性模型进行了较准确的拟合，并对Doherty电路进行了仿真设计，得到了很好的仿真结果，仿真得出的输出功率大于12 W，PAE达到了45%以上。

［1］迟保勇，余志平.CMOS射频集成电路分析与设计［M］.北京:清华大学出版社，2006:291－365.

［2］Raab F H.Efficiency of Doherty RF Power-Amplifier Systems［J］.IEEE Transactions on Broadcasting，1987，33(3):77 －83.

［3］Lim Juhwan，Daehan Kwon，Rieh Jae-Sung，etal.RF Characterization and Modeling of Various Wire Bond Transitions［J］.IEEE Transactions on Microwave Techniques，2005，28(4):772 －778.

［4］Yang Liyuan，Chen Hsinshu，Chen Yijan.A 2.4 GHz Fully Integrated Cascode-Cascade CMOS Doherty Power Amplifier［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2008，18(3):197 －199.