60 GHz单级功率放大器的设计

王 岗，孙玲玲，文进才

(杭州电子科技大学射频电路与系统教育部重点实验室，浙江杭州310018)

(Key Lab.of RF Circuit and System，Ministry of Education，Hangzhou Dianzi University，Hangzhou Zhejiang 310018，China)

0 引言

近年来，通信系统在微波和毫米波频段的需求越来越多。当前的无线接入方式已经不能满足日益增长的对传输速率的要求。60 GHz技术以其频带宽、衰减大、抗干扰性强、传输安全性高、超高速数据传输能力等特点，成为大数据无线通信的发展方向，受到学术界和工业界的普遍关注。功率放大器作为无线发射机系统最重要的模块之一，其性能将影响整个系统。微电子技术的不断发展，为实现小体积、高集成和低成本的集成电路提供了工艺基础。在过去的几十年，HEMT器件以其高电子迁移率的特点在毫米波频段得到了广泛的应用。采用GaAs HEMT工艺研制的V波段功率放大器的输出功率已能到达11.5 dBm，效率为19.8%，增益为16.8 dB［1］。目前在毫米波频段为了提高输出功率，除了选用更先进的工艺外，功率合成是一个很重要的方式，如末级采用8路功率合成的功率放大器在60 GHz时的输出功率可达28.8 dBm，效率为14.2%，增益为17.8 dB［2］。国内这方面研究相对较少，比较典型的是末级采用4路功率合成的功率放大器，工作频率为32 GHz，输出功率可达0.5 W，增益为17.4 dB［3］。本文讨论了毫米波频段功率放大器的设计方法，以此为基础设计并测试了一个60 GHz单级功率放大器，为下一步采用功率合成方式的功率放大器设计奠定了基础，该放大器在1.2 V电源电压及27 mA的漏极电流偏置下，60 GHz时具有12 dBm的仿真输出1 dB压缩点功率和4.4 dB的测试小信号增益。

1 电路设计

1.1 工艺介绍及有源器件选择

随着更先进、更高频率的应用要求，本文采用了有更高fT的fMAX和工艺。该工艺的栅长为70 nm，折中了性能和良率。另一方面，为了获得更高的击穿电压，采用了53%GaInAs掺杂的复合衬底沟道，同时改善了电离效应。对于如此小的栅长，晶体管的栅极边缘静态电容是外延结构的主要限制因素。工艺采用了双mushroom的结构来克服这些影响［4］。该工艺的fT的fMAX接近300 GHz。

当工作频率进入到毫米波频段，晶体管的寄生严重影响其性能，这就要求其尺寸不能过大，但是为了获得高功率，晶体管的尺寸又不能过小，因此需要对晶体管的尺寸选择折中考虑。本文选择430 μm作为晶体管的尺寸，偏置电流为0.2 mA/μm的直流仿真图如图1所示，此时偏置条件VDS为1.2 V，ID为27 mA，输出功率最大。负载牵引仿真结果如图2所示，当输入功率为7 dBm时的最大输出功率(Maximum Output Power)为11.53 dBm，最大功率附加效率PAE为30.2%，而且输出功率最大时的阻抗点接近50 Ω圆心，较容易匹配，且最大效率点与最大功率点接近。

图1 晶体管的直流偏置点

图2 负载牵引仿真

1.2 电路设计

功率放大器电路采用共源结构，相对于具有更高增益、更高输出阻抗的共源共栅结构，共源结构的优势在于它具有较低的电源电压、更高的效率和更好的线性度。功率放大器的原理图如图3所示，匹配网络用微带线和电容实现，输出根据功率最大时的阻抗进行匹配，由TL3、TL4和C2组成，输入根据增益最大时的阻抗进行匹配，由TL1、TL2、TL7和C1组成，TL7将输入阻抗Zin的实部匹配到50 Ω，同时抵消Zin的虚部，并且可以实现带内稳定，如同在低噪声放大器设计中的作用［5］，输入及输出阻抗匹配到50 Ω。C3和C4为1 pF电容，TL5和TL6为1/4波长微带线，这样射频信号被开路，同时TL5和TL6也参与匹配。电路设计在100 μm厚的GaAs衬底上，电路的背面接地。功率放大器芯片的实物图如图4所示，芯片面积为0.96 mm ×0.6 mm。

图3 功率放大器原理图

图4 功率放大器芯片实物图

在毫米波频段与此对应的波长与电路尺寸有可比性，电路中的电压电流将以波的形式传播，此时集总参数分析方法将要改变，对无源器件的使用需要建立在电磁场仿真的基础上执行。而且厂家提供的模型库有效性只到50 GHz，更高频率的准确性无法保证，故需要修正在本文设计的功率放大器工作频段内的模型。利用ADS中自带的电磁场仿真软件Momentum对无源结构，包括微带线、电容、过孔和PAD等模型进行修正。整体电路采用Momentum和原理图进行联合仿真。整体电路的小信号S参数电磁场EM仿真结果与原理图结果对比如图5所示，增益S21的EM仿真结果在57 63 GHz频段高于原理图仿真，输入反射系数S11及输出反射系数S22的EM仿真与原理图仿真相比往高频偏了1 GHz，在50 65 GHz频段，S11及S22的EM仿真结果比原理图仿真差。可以看出在毫米波频段，电路设计需要建立在电磁场仿真的基础上。

图5 功率放大器小信号S参数EM仿真及原理图仿真对比

2 测试及分析

2.1 小信号测试

功率放大器小信号S参数测量使用安捷伦的矢量网络分析仪E8361A，直流通过4156C提供，偏置条件VDD为1.2 V，ID为27 mA。测试的功率放大器的小信号增益和输入输出反射系数曲线如图6所示。从图6中可知，在58 67 GHz，小信号增益S21均大于4 dB，其中在62.2 GHz时有最大的小信号增益4.9 dB，输入反射系数S11优于－7.5 dB，输出反射系数S22优于－18 dB。在60 GHz时，S21为4.4 dB，S11为－6.3 dB，S22为 －16.5 dB，与仿真接近，其中 S22优于仿真值。从测试结果可知，S21无频偏，S11及S22往低频偏了2 3 GHz，而且S21及S11的幅值比仿真差，这与工艺偏差及有源模型的精度有关，同时输入匹配S11的变差将导致S21的测试值相较于仿真变差。

图6 功率放大器小信号S参数测试曲线

2.2 大信号测试

大信号测试时，由于仿真的输入1 dB压缩点功率为7 dBm，在60 GHz时实验室信号线线损为6 dB，这就需要提供13 dBm的信号源，实验室暂时没有如此高功率的信号源，故输出功率Output Power、效率PAE和功率增益Power Gain给出的是仿真值。小信号S参数测试时矢量网络分析仪的功率为0 dBm时，功率放大器的增益并未压缩。功率放大器在60 GHz时的输出功率、效率和功率增益的仿真曲线如图7所示，输出1dB压缩点功率为12 dBm，功率附加效率为27%，功率增益为5.5 dB。测试环境如图8所示。

图7 60 GHz时功率放大器的输出功率、效率和增益的仿真曲线

图8 测试环境

3 结束语

本文探讨了60 GHz功率放大器的设计方法，在此基础上设计了60 GHz毫米波单片功率放大器，输入输出阻抗均在片匹配到50 Ω，测试结果表明带内最大的小信号增益可达4.9 dB，仿真的输出1 dB压缩点功率在60 GHz时为12 dBm。

［1］Hsien C C，Bo Y K.High performance V-band GaAs power amplifier and low noise amplifier using low-loss transmission line technology［C］.Nanjing:High Speed Intelligent Communication Forum，2012:1 －4.

［2］Shin C，Amasuga H，Goto S，etal.A V-Band High Power and High Gain Amplifier MMIC using GaAs PHEMT Technology［C］.Monterey:Compound Semiconductor Integrated Circuits Symposium，2008:1 －4.

［3］顾建忠，张健，喻筱静，等.基于0.25 μm GaAs PHEMT工艺的32 GHz毫米波单片功率放大器［J］.半导体学报，2006，27(12):2 160 －2 162.

［4］Ciccognani W，Limiti E，Longhi P E，etal.MMIC LNAs for Radioastronomy Applications Using Advanced Industrial 70 nm Metamorphic Technology［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2010，45(10):2 008 － 2 015.

［5］Terry Y，Gordon M，Yau K，etal.Algorithmic Design of CMOS LNAs and PAs for 60GHz Radio［J］.IEEE Journal of Solid － State Circuits，2007，42(5):1 044 －1 057.