一种高精度带隙基准电压源电路设计

李俊，李新

（沈阳工业大学 信息科学与工程学院，辽宁 沈阳 110870）

基准电压源广泛应用于A/D、D/A转换器、开关电源以及各种通信电路，它的电源噪声抑制能力与稳定的温度特性是影响A/D，D/A速度与精度的重要因素，甚至影响整个系统的性能，良好的基准电压源设计才能满足需要[1]。带隙电压基准（BGR）技术日趋成熟，具有较高精度，较低功耗的BGR在电路中被广泛应用[2-3]。

利用双极型晶体管的基区-发射区电压差ΔVBE在不同电流密度偏置下具有正温度系数，而其本身的基区-发射区电压VBE具有负温度系数，这两个电压线性叠加，得到较合适的近似零温度系数的基准电压源[4]。该带隙基准电压源电路增加了启动电路和PTAT电流产生电路，其中PTAT电流产生电路是该基准源的核心，通过对电路的分析与研究，给出了基于0.5 μm高压BiCMOS工艺下的带隙基准电压源的设计和仿真结果。

1 传统的带隙电压基准源

传统的带隙电压基准源原理图与电路结构如图1所示。

图 1（a）中，以 VBE（on）和 VT为基准的偏置源会有相反的TCF，输出电流可能以 VBE（on）和VT的某种复合电压作为基准源，如果复合方式得当，可使输出温度系数为零，该电路输出电压为：

图1 传统带隙基准电压源Fig.1 Traditional bandgap reference

从而确定要求的M值。

对于图1（b），已知两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。在图 1 中，如果 MP1，MP2是同样的晶体管（IS1=IS2），且偏置的集电极电流分别为nI0和I0，忽略它们的基极电流，那么

通过确定VBE（on）的温度系数，使输出电压与温度无关，即

双极晶体管的偏置电流实际上是与绝对温度成正比（PTAT）的，假设 MP1与 MP2为相同的管子，要使 ID1=ID2，电路必须保证 VX=VY。 所以，ID1=ID2=（VTlnn）/R，结果，使 ID3产生同样的特性，并将PTAT电压ID3R2加到基极-发射极电压上，因此输出电压为

只要保证（4）式中两项和是零，VBE3的值以及Q3尺寸的选择都有几分任意。实际上，由于晶体管之间的不匹配，以及R1的温度系数，ID5的变化会偏离理想的等式，给输出电压Vref带来误差。传统电路还存在电源电压较高，基准电压输出范围有限等问题，因此需要不断的改进与提高。

2 带隙基准电压源电路设计

基于0.5 μm高压BiCMOS工艺下的带隙基准电压源电路如图2所示，电路由启动电路和带隙基准电压产生电路两大部分组成。

图2 带隙基准电路Fig.2 Circuit of bandgap

在与电源无关的偏置电路中，重要的问题是“简并”偏置点的存在，使电路有两种可能的状态：一种是工作状态，另一种是电路中没有电流流过，这是所不希望的状态[5]。增加启动电路，使该电路在电源上电时，能驱使电路摆脱简并偏置点，正常启动并稳定工作。图2中左半部分即为该带隙基准电压源的启动电路部分， 主要由 R1、R2、MP1、HAP1和 HAP2构成，其中HAP1与HAP2为高压非对称PMOS管，HAP1与HAP2构成电流镜，由于两者尺寸相同，HAP2的漏极电流与HAP1的漏极电流相等。当电路未进入工作状态时，HAP1与HAP2导通处于开启状态，通过增加VDD端电压，使得R1上压降逐渐增大，因此通过1的电流增加；由于1与2构成的电流镜的作用，通过R2的电流与R1上的电流相同，所以R2上电流也随着VDD端电压上升而升高，R2两端的电压也随之升高；当VDD增加到一定程度后，R1远离地端的电势将逐渐升高到该工艺下高压非对称PMOS管的截止电压，并保持稳定，此时R1上的电流也趋于稳定，R2上电流也将趋于稳定，在R2远离HAP2端将得到一个较稳定的开启电压，经计算并仿真测得这个电压为5.92 V。

对于电压产生电路，PTAT电流产生电路是该电路的核心部分，应用了 BCD工艺下的PNP管。主要由MP2、MP3、HSP3、HSP4、HSN1、HSN2、MN1、MN2、R3、Q1、Q2构成。 其中 MP2、MP3、HSP3、HSP4、HSN1、HSN2、MN1、MN2、R3构成与电源无关的偏置，Q1、Q2产生与温度无关的基准。

在偏置电流电路中，IREF通过某种方式由Iout得到，如果Iout最终与VDD无关，那么IREF则不受VDD影响，即与电源无关。当忽略MOS管沟道长度调制效应时，有Iout=KIREF，因为每个以二极管方式连接的器件都是由电流源驱动的，所以IREF近似的与电源无关[6]。 图 2 中 MP3、HSP4、HSN2、MN2的宽长比分 别 是 MP2、HSP3、HSN1、MN1的 二 倍 ， 其 中 MP2、MP3、HSP3、HSP4与 HSN1、HSN2、MN1、MN2分别构成共源共栅电流镜，生成与电源无关的电流偏置，影响电流精度的关键因素就是漏-源电压，漏-源电压的变化会严重影响漏极电流的匹配。对于普通电流镜电路，因它们的漏-源电压不同，从而失配与沟道调制效应会造成组成电流镜的两个晶体管的栅-源电压有差异，从而导致输出电流发生很大变化。采用共源共栅电流源结构的电路，优点在于它会有一个很大的输出电阻，这在镜像电流源中非常重要，能够提高输出基准电压的稳定性，此外该结构能够减小沟道调制效应的影响，能够改善电源抑制和初始精度等电路的重要性能[7]。图2中经过MP4，与HSP5最后从HSN3中流出的电流和VT有关，所以电阻R4的压降也与VT有关，在做仿真的过程中，通过对R4的阻值优化，最后选择合适的电阻值使VOUT输出带隙电压。

对于 MP2与MP3和MN1与 MN2，由于 R3的存在，根据电路图可写出VGS1=VGS2+ID2R3，假设MN2的宽长比是MN1的K倍，则有：

忽略体效应，则有：

于是得到Iout的表达式：

从式（7）可以看出，Iout与电源电压无关。 因此 MP2、MP3、HSP3、HSP4、HSN1、HSN2、MN1、MN2、R3共同构成了与电源无关偏置电流的产生电路。

双极型晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数，对于一个双极型晶体管可以写出CSBET其中TkT/q，设b为固定的比例系数，Eg≈1.12 eV为硅的带隙能量，则有

其中 m≈-3/2，又 VBE=VTln（IC/IS），将 VBE对 T 求导并结合式（8）推导可得：

式（10）给出了在一定温度T下基极-发射极电压的温度系数，从中可以看出，它与VBE本身的大小有关。当VBE≈750mV，T=300 K 时，∂VBE/∂T≈-1.5 mV/K， 可以看出 VBE具有负的温度系数。

当两个双极型晶体管工作在不相等的电流密度下时，假设基极-发射极电压分别为VBE1与VBE2，则二者的差值ΔVBE=VBE1-VBE2与绝对温度成正比。Q1与Q2为采用BCD工艺的pnp 三极管，对于 Q1、Q2有：

这样，VBE的差值就表现出正温度系数：

这个温度系数与温度和集电极电流的特性无关。

利用上面得到的正、负温度系数电压，结合公式（12）

通过确定α1和α2的值，即可得到零温度系数的电压源。

在设计的电路中，假设Q2的发射极面积是Q1的k（k＞1）倍。Q1两端的电压等于Q2和R1两端的电压之和，则有：VBE1=VBE2+IBE2R3，可推出：

设 R4=LR3，IR4=2IR3，那么，输出电压为：

由式（13）与式（14）得

若获得温度系数为零的带隙基准电压，则：

3 电路仿真及结果分析

基于0.5 μm高压BiCMOS工艺，1.2 V带隙基准电压源基准电压的仿真结果如3所示。可以看出，通过给VDD端加上升的电压，电压从0 V上升到18 V，带隙基准电压源输出端的电压Vref随VDD端电压上升而逐渐升高，当VDD端电压上升到15 V左右时，电路进入工作状态，Vref端输出基准电压，此时，随着 的继续增加，ref不再变化，最后ref端电压保持在1.215 V。

图3 带隙基准电压Fig.3 Voltage of Band-gap

在做温度系数的仿真时，由于受到启动电路的影响，无法得到正确的温度系数曲线，在仿真时，通过将启动电路断路，使得基准电压随温度变化的曲线得以正常仿真。将带隙基准电压源电路在-40～85℃范围内进行仿真分析，得到带隙基准电压源的温度系数仿真结果如图4所示，可以看出，室温下带隙基准电压源的基准电压为1.215 0 V，85℃时带隙基准电压为1.216 05 V，可得该带隙基准电路的温度系数为7 ppm/℃。

图4 温度系数Fig.4 Temperature coefficient

4 结 论

通过对传统的带隙电压基准源[9]进行改进，增加启动电路，采用共源共栅结构的PTAT电流产生电路，设计了一种高精度、与电源和温度无关的具有稳定电压输出特性的带隙电压源。该设计电路在0.5 μm高压BiCMOS工艺下实现，结果表明在-40～85℃范围内该带隙基准电路的温度系数为7 ppm/℃，室温下的带隙基准电压为1.215 V。

[1]Hoi-Jun Yoo，Seung-Jun Lee，Jeong-Tae Kwon，et al.A precision CMOS voltage reference with enhanced stability for the applications to advanced VLSIs[C]//IEEE proceedings of International Conference，1993：1318-1321.

[2]Tadeparthy P.A CMOS bandgap reference with correction for device-to-device variation[C].Proc of the 2004 Int Symp Circ and Syst， Vancouver，Canada，2004：395-400.

[3]杨万杰.低供电电压基准电压源设计[D].湖南：国防科学技术大学，2011.

[4]史凌峰，王根荣，来新泉，等.新型过压保护电路设计[J].电子科技大学学报，2011，40（2）:210-213.

SHI Ling-feng，WANG Gen-rong，LAI Xin-quan，et al.Novel over-voltageprotection circuitdesign[J].Journal ofthe University of Electronic Science and Technology of China，2011，40（2）:210-213.

[5]R.Jacob Baker著.CMOS电路设计、布局与仿真[M].刘艳艳，张为，等译.2版.北京:人民邮电出版社，2008.

[6]毕查德.拉扎维，模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿，程军，张瑞智，等译.西安:西安交通大学出版社，2003.

[7]Paul R.Gray，Paul J.Hurst，Stephen H.Lewis，等.模拟集成电路的分析与设计[M].张晓林等译.北京：高等教育出版社，2011.

[8]Razavi B.Design of analog CMOS integrated circuits[M].New York:McGraw-Hill，2001.

[9]李帅人，周晓明，吴家国.一种高精度低温漂带隙基准源设计[J].电子科技，2012（9）:88-90，114.

LI Shuai-ren，ZHOU Xiao-ming，WU Jia-guo.Design of a highprecisionlowdriftbandgapreference[J].Electronic Science and Technology，2012（9）:88-90,114.