开关电感Quasi-Z源逆变器SVPWM策略研究

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（郑州大学电气工程学院，河南郑州 450001）

1 引言

自Z源逆变器［1］提出以后，就得到了人们的极大关注。由于改进了直流侧拓扑，Z源逆变器可使每个桥臂的上下器件同时导通。通过这个直通，达到了升压的目的；不需要加入死区时间，降低了控制复杂程度，克服了传统逆变器的缺点。

为了进一步优化Z源逆变器的性能，国内外许多学者对其进行了不懈地研究［2-3］。在Z源网络结构方面，有改进型Z源网络结构［3］、Quasi-Z源网络结构［4］、开关电感Z源网络结构［5］以及开关电感Quasi-Z源网络结构［6］等。在调制策略方面，简单升压调制和最大升压调制［3］是应用于Z源逆变器的最基本的两种PWM调制策略，但是简单升压调制存在电感电流脉动大及开关器件电气应力大的问题，接着提出的最大升压调制虽然克服了简单升压调制的问题，却因每个开关周期直通时间不固定引入输出频率6倍频的电流纹波；3次谐波注入法虽然有效解决了以上两种策略电压利用率低的问题，但在电压闭环控制时存在调制波和注入的3次谐波如何同步的问题［7］。

由于以上几种调制策略的方式均是高频三角波与调制波比较生成PWM波，比较适合模拟电路，不便于数字化实现，文献［8］采用的直通矢量分段SVPWM调制策略不仅便于数字化实现，并且具有降低开关频率和电感电流纹波的特点，可否将该种策略用于开关电感Quasi-Z源逆变器以及运用该调制策略需要注意的问题成为本文研究的重点。

本文采用SVPWM调制策略对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究。为了进一步了解开关电感Quasi-Z源逆变器在SVPWM调制策略下的特性，分别采用4次直通、6次直通和8次直通SVPWM调制策略对其进行研究，详细分析了其在6次直通SVPWM调制策略的工作过程、开关器件状态并推导了3种策略下的最大直通占空比。经比较分析，可得在一定开关频率下，8次直通SVPWM调制策略的效果要比4次直通、6次直通SVPWM调制策略好；在低频情况下，直通次数多的SVPWM调制策略要比直通次数少的效果好，而在高频情况下，直通次数对波形影响不大。

2 开关电感Quasi-Z源逆变器

开关电感型Quasi-Z源逆变器电路拓扑如图1所示。

图1 开关电感型Quasi-Z源逆变器电路拓扑Fig.1 Circuittopologyofswitched-inductorQuasi-Z-sourceinverter

由图1可看出它包括2个电容（C1和C2），3个电感（L1，L2和L3）和4个二极管（Din，D1，D2和D3）。与Quasi-Z源逆变器相比，它用电感（L2和L3）和3个二极管（D1，D2和D3）替代了原来的一个电感L2，这样在启动时几乎没有电流流向主电路，可有效地抑制浪涌电压［5］。二者的升压原理相同，均是通过桥臂的直通获得升压能力。

3 调制策略

3.1 简单升压调制策略和最大升压调制策略

由文献［1-2］可知，最先应用于Z源逆变器两种基本的PWM调制策略为：简单升压调制和最大升压调制，见图2。对于简单升压调制策略，如图2左侧部分，直通状态的插入方法如下：设定一个电压值Vn，该值大于或者等于正弦波峰值并小于三角载波峰值，当三角波的绝对值大于该电压值时，插入直通状态；对于最大升压调制策略，如图2右侧部分，直通状态的插入方法是这样的：以正半轴为例，在每一时刻找到三相电压的最大值，并将最大值与三角波相比较，若三角波大于最大值，那么就插入直通状态，负半轴取双方的绝对值。这样就尽可能地增大了直通占空比，但是每个周期的直通状态时间不是固定的。与简单升压调制相比，在同等的电流增益下，最大升压调制策略的调制比可以很大，这样就意味着器件的电气应力将会减小，但是有利也有弊，最大升压调制策略的直通状态在Z源网络电感中引入了交流输出频率6倍频的电流纹波，增加了对Z源网络无源器件的选择难度。

图2 两种基本的PWM调制策略Fig.2 Two basic PWM control strategies

3.2 SVPWM调制策略

空间矢量脉宽调制（SVPWM）作为一种新型的矢量控制技术，具有电压利用率高、输出谐波少、控制方法简单等优点［1］。该调制技术是利用6个开关管以一定的方式开通关断，形成8种基本工作状态，即：100，110，010，011，001，101，111，000（上桥臂开关管“开”时，开关状态为1，下桥臂开关管“开”时，开关状态为0），利用这8种电压空间矢量的线性组合可以获得各种新的电压矢量。该调制策略具有电压利用率高、动态响应快、波动小等特点。Z源逆变器的SVPWM调制策略与传统逆变器的SVPWM调制策略类似，除了与后者有相同的6个有效空间矢量和2个非直通零矢量之外，Z源逆变器空间矢量还有特定的直通零矢量。

3.2.1 直通矢量分段（6次直通）SVPWM调制策略

文献［8］采用的直通矢量分段SVPWM调制策略具有降低开关频率和电感电流纹波的特点，本文将其应用于开关电感Quasi-Z源逆变器。一个开关周期的控制信号见图3，该调制策略是在每个桥臂上下开关器件换流期间将直通矢量平均分配在每条桥臂中。图3中阴影部分即为直通的时刻，一个周期里有6次直通的开关状态，这样就把直通零矢量时间分为6份。由于调制策略中前半个周期和后半个周期是对称的，这里以前半个周期为例，假设选定的时刻是第n个开关周期，设

图3 6次直通SVPWM一个开关周期的控制信号Fig.3 Aswitchingcycle′scontrol signal of six-shoot-through SVPWM

结合图3，细化的半个周期的工作过程如表1所示。

表1 第1扇区前半个周期的工作过程Tab.1 Working process of the first half cycle of the first section

在理想状态下，当处于直通状态时，由于逆变桥短路，二极管D1和Din关断，D2和D3导通，如图4a所示，电感L1，L2和L3处于充电状态，电容C1和C2处于放电状态；当处于非直通状态时，如图4b所示，二极管D1和Din导通，D2和D3关断，电感L1，L2和L3处于放电状态，电容C1和C2处于充电状态。由文献［6］可知，直流输入电压Vin、直流母线电压Vdc和电容电压VC1的关系

式中：D为直通占空比。

图4 等效电路Fig.4 Equivalent circuits

根据文献［9］，直通矢量分段SVPWM调制策略直通时间T0由于TN/4-T0/3必须大于等于零被限制到3/4TN，而最大直通占空比为Dmax=TN/Ts=为调制比），这里可取直通占空比为

另外

式中：Van为输出峰值电压；Vin为直流输入电压。

由式（1）～式（3），可推导出直通矢量分段SVPWM调制策略直通占空比与直流输入电压和输出峰值电压的关系：

式中：0＜Dmax1＜1。

经过以上分析研究，发现直通矢量分段SVPWM调制策略非常适用于开关电感Quasi-Z源逆变器，同简单升压调制策略和最大升压调制策略相比，该种调制策略可有效降低电气应力、电感纹波并能提高直流母线电压利用率。

3.2.2 4次直通SVPWM调制策略

直通矢量分段SVPWM调制策略是在一个开关周期内将直通时间分为6次，在开关管通断时插入。基于此思路，将直通次数减少，采用4次直通SVPWM调制策略对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究。该调制策略同6次直通SVPWM调制一样，也是在每个桥臂上下开关器件换流期间将直通矢量分配在特定的桥臂中。一个周期里有4次直通的开关状态，这样就把直通零矢量时间分为4份。

对于最大直通时间，由上节分析可知，直通矢量分段SVPWM调制策略直通时间T0由于TN/4-T0/2必须大于等于零被限制到1/2TN，这里取直通占空比为

由式（1）、式（3）和式（5），可推导出直通矢量分段SVPWM调制策略直通占空比与直流输入电压和输出峰值电压的关系

式中：0＜Dmax0＜1。

同6次直通SVPWM调制策略相比，4次直通SVPWM调制策略逆变桥各个短路和逆变状态的时间更加集中。在具有同等直通时间情况下，由于4次直通SVPWM调制一次直通时间较长，意味着电容吸收更多的能量，提高了直流母线电压，进而得到较大的输出电压。

3.2.3 8次直通SVPWM调制策略

由于一些因素的影响，以上两种策略在某些时刻会出现逆变器中电感L1和电容C1之间的二极管两端电压相等的现象，该种现象直接影响到电容、电感的正常充放电，极易在100，010，001的逆变时刻发生，基于此，本文把8次直通SVPWM调制策略的其中两次选在100，010，001的逆变时刻之间插入。

8次直通SVPWM调制策略可有效防止逆变器中电感L1和电容C1之间的二极管两端电压相等的现象，基本消除了直流母线电压的突降。直通时间T0由于TN/4-3T0/8必须大于等于零被限制到2TN/3，这里取直通占空比为

由式（1）、式（3）和式（7），可推导出改进型SVPWM调制策略直通占空比与直流输入电压和交流峰值电压的关系

式中：0＜Dmax2＜1。

下面对以上3种SVPWM调制策略的各方面进行分析：在开关频率方面，半个周期内4次直通SVPWM调制策略和6次直通SVPWM调制策略开关管共切换了3次，而8次直通SVPWM调制策略开关管共切换5次，后者是前面两种的5/3倍；在电感电流纹波方面，4次SVPWM调制策略在一个载波周期中有4个直通状态，6次直通SVPWM调制策略在一个载波周期中有6个直通状态，改进型SVPWM调制策略有8个直通状态，直通次数越多，电感的充电频率越大；电气应力方面，在同等输入输出电压的情况下，电气应力由低到高依次为8次直通，6次直通，4次直通SVPWM调制策略。

4 仿真结果

本文搭建了开关电感型Quasi-Z源逆变器的仿真模型。仿真参数如下：Quasi-Z源网络，L1=L2=L3=1mH，C1=C2=33μF；输出滤波器，Lf=0.5H，Cf=33μF；输入直流电压为300 V，输出相电压峰值为170 V，开关频率为10 kHz。在相同参数的情况下对以上3种SVPWM调制策略进行了仿真对比，如图5、图6和图7所示。

图5 4次直通SVPWM调制策略仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of four-shoot-through SVPWM

图6 6次直通SVPWM调制策略仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of six-shoot-through SVPWM

图7 8次直通SVPWM调制策略仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of eight-shoot-through SVPWM

图5～图 7中，Vdc为直流母线电压；VC1为 Quasi-Z源网络电容C1电压；IL为Quasi-Z源网络电感电流；Van为输出滤波后三相相电压。可以看出，在该种开关频率下，直通次数越多，直流母线电压和电容电压越小。

此外，又选择500 Hz（输出滤波器参数Lf=0.6H，Cf=30μF）和100 kHz（输出滤波器参数Lf=0.4H，Cf=3μF）对3种SVPWM调制策略进行比较研究。同样在输出相电压峰值为170 V情况下，选取直流母线电压、电容电压和电感稳态时的最大值作为参考，3种调制策略在3种频率下各参数值见表2。由以下数据可看出，无论在何种频率下，4次直通SVPWM调制策略的电容电压应力和电感电流脉动最大，6次直通SVPWM调制策略的居中，8次直通SVPWM调制策略的最小；在低频情况下，直通次数少的SVPWM调制策略，其电气应力和电感脉动就越大，其效果不如直通次数多的SVPWM调制策略好；在高频情况下，3种调制策略各参数差异不是很大。

表2 不同开关频率下3种调制策略的参数对比Tab.2 Parameter comparison under different switching frequency of three modulation strategies

5 结论

本文采用SVPWM调制策略对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究，分析对比了开关电感Quasi-Z源逆变器在4次直通、6次直通和8次直通SVPWM调制策略下的效果，可得如下结论：

1）SVPWM调制策略可用于开关电感Quasi-Z源逆变器中；

2）在一定开关频率下，8次直通SVPWM调制策略的效果要比4次直通、6次直通SVPWM调制策略好；

3）在低频情况下，直通次数多的SVPWM调制策略要比直通次数少的效果好，而在高频情况下，直通次数的多少将不会引起明显的效果差异。

关于直通嵌入次数方面，除了可考虑采用1次直通SVPWM、2次直通SVPWM对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究外，也可考虑采用10次直通SVPWM。

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