高压三相PFC整流电路的研究＊

王归新，徐春雷，鲜万春

（1.三峡大学电气与新能源学院，湖北 宜昌443002；2.宜昌市供电公司，湖北 宜昌443002）

1 引言

传统的三相整流虽然可以满足系统大功率的需求，但是存在谐波大、功率因数低等缺点。三相VIENNA型PFC整流器，具有控制简单、输入功率因数高、无谐波污染等优点，适合于三相大功率电路，便于工程应用中的实现。文献中采用滞环控制方法［1－3]，用反馈信号与正弦采样信号组合，再应用PWM技术实现PFC电路的稳压和电流的正弦化，可使电路在电感电流连续CCM和临界连续BCM模式下工作，简化了电路，降低制造成本。针对所作系统进行仿真，验证了系统的可行性和优越性。

2 VIENNA电路原理

2.1 原始主电路

如图1所示的电路三相三开关三电平整流电路［2]，开关采用4个二极管和一个全控型MOSFET管组成。根据电路的对称性可以知道电容中点电位与电网中点的电位近似相同。

当A相开关管关断时，E点F点电位相等，UFH＝UDC则 UGH＝0.5UFH＝0.5UDC，又 UEH＝UDC，又 UEM＝0.5UDC，因此 UMG＝0，UEH＝0.5UDC，即 VIENNA 电路中开关器件只承受了一半的输出直流电压，所以开关管电压应力小，非常适合于大功率三相PFC整流电路。

图1三相VIENNA电路

图1电路中，电流可以双向流动，输出端串联的两个滤波电容上的电压为1／2输出电压。a点、b点、c 点的电压都有三种电平，分别是 1／2Uo、0、－1／2Uo，三个电平取决于开关管的开通和关断以及电流的方向。整个电路构成了1992年由Pinheiro J R提出的三相三开关三电平PFC电路［1]，即为三相维也纳型（VIENNA）整流电路。

2.2 电路的等效

如果用双向开关S1，S2和S3来分别代替图1中的三个开关，那么图1可简化为图2。

图2 电路等效图

图 2 中 D1、D2，D3，D4，D5，D6 为快恢复二极管，S1，S2，S3为双向开关，可以通过双向开关S1，S2和S3来分别控制对应相上的电流。每一相电感电流的大小完全可以根据需要随时进行控制，工作在CCM模式下，可以大大减小谐波。

以A相为例，当开关闭合时，A相直接对LA储存能量，电感电流增大。当开关断开时，电感中储存的能量向输出直流侧释放，在A相电压的正半周，电流流经LA，LA、D1、C1形成升压斩波电路，在电压的负半周，LA、D4、C2形成升压斩波电路。在图1所示的电路中，当三相中的一相处于直通状态时，另外两个斩波相的电压相对于直通相的线电压就会出现同时为正或同时为负或一正一负的情况，当同时为正使电流只能从C1上流过，同时为负时，电流只能从可以从C2上流过，当线电压为一负一正时，电流可以从C1和C2上流过，这就造成了电容电压的严重不平衡，因此在其控制方法上就需要考虑这个问题。

3 VIENNA电路的控制

同其它PFC电路一样，三相VIENNA电路主要目的是在得到稳定的输出直流电压的同时，实现输入交流电流的正弦化和单位输入功率因数并且要求开关管的电压应力要小。三相VIENNA电路实际上可以等效为两个常规的PFC电路的级联，从常规PFC电路得到的一般控制方法都可以应用于该电路中。但是，与常规PFC电路不同，这种电路拓扑要根据三相电流的不同时段而发生改变。对于三相VIENNA电路来说，由于会出现两个电容上的电压严重失衡，为了解决这个问题，文中引进了了区间控制即控制电路拓扑的改变，只需要在不同时段找出中间相并使之在该时段内一直处于直通状态，而最高相和最低相在该时段内一直处于高频斩波状态。

3.1 分时段信号的产生

严格说来，分时段信号的产生应当根据最高相、最低相和中间相的输入电流而不是输入电压来将一个工频周期划分为6个区间。但是，在PFC电路稳定运行之前，三相电流信号根本就不存在，即使有也不是三相正弦波形。这就意味着若以三相电流信号作为区间划分的输入信号，系统根本没有稳定运行的可能性。解决这个问题的办法是取电压信号代替电流信号，这是因为PFC电路的根本目的是实现输入电流的正弦化和功率因数为1，输入电流在波形和相位上与输入电源电压基本上是一致的，仅就区间划分的需要而言，输入交流电流信号完全可以以输入交流电压信号来替代，而输入电压信号总是存在的。令每一相电压在正向和负向过零的30°范围内其对应的开关一直导通，另外两相交替斩波，信号划分区间如图3所示。

图3 三相电压信号

根据图3所示的三相信号以及时段的划分，有等式（2）：

根据式（2）的信号要求，设计出时段（相位）划分电路如图4所示。

图4 相位划分电路

在图4中，三相线电压uab、ubc、uca经过电压互感器隔离降压后，再经过由一阶RC网络构成的滤波器滤除噪声，送入过零比较器转换为线电压方波同步信号。三个线电压方波同步信号通过反相器获得三个线电压的反相电压uba、ucb、uac的方波同步信号。这六个方波信号经过逻辑门后产生6个时段的高电平信号。

考虑到VIENNA电路在一个工频周期内的6个时段的拓扑有两两相同，即电路拓扑实际上只有3种，因此将6个时段高电平信号两两相或得到3个高电平信号，以控制相应的相双向开关直通。

3.2 控制方法

通常对PFC电路的控制采用电压外环电流内环的控制结构［4]，其中电压外环的目的是使输出直流电压稳定，电压环的输出通过乘法器乘以参考正弦信号后作为内环电流环的电流参考信号，系统检测主电路上的电流与参考电流信号进行比较，误差量经过调节器后输出PWM脉冲占空比。鉴于本系统功率较大，主开关管采用四管并联结构，所以采用能够高精度跟踪基准正弦电流信号、电路调试方面、易于实现多管或多模块的滞环控制法来控制［3]。但在系统闭环带宽、增益等参数的配合调试上要注意协调，否则系统不易稳定。

控制部分由电流内环和电压外环组成，外环调节电压，内环矫正功率因数。虽然每一相都配备独立的电压环有利于提高控制精度和响应速度实现三相独立调节，但是不利于斩波时段的控制，严重时导致系统不稳定，因此，在设计控制电路时不宜为每一相配备一个独立的电压控制环，必须三相公用一个公共电压控制环。

以S1的导通信号PWM a的生成为例，输出电压U0和给定电压Uref相比较，二者的差值经过PID调解之后通过乘法器乘以参考正弦信号ua半波后作为内环电流环的电流参考信号，系统检测主电路上的电流ia半波与参考电流信号进行比较，误差量经过调节器后输出PWMa，同理生成PWMb和PWMc。

控制部分生成的PWM a、PWM b、PWM c分别和区间控制中的输出La、Lb、Lc分别相或，所的信号即为PWMA、PWMB和PWMC作为最终的开关控制信号，把它们分别送给双向开关S1、S2、S3，使得电路电流电压同相位，达到功率因数校正的目的。

由于电流参考信号由电压反馈环决定，所以为了保持系统稳定且获得高的功率因数，反馈环的带宽不宜太宽。

4 仿真结果（输出直流4000V）

三相VIENNA电路闭环控制参数如下：

其仿真结果如图5所示（取A相电压电流来观察）。

图5 三相PFC电路闭环控制仿真结果

如图5所示，输入电流幅值为85A，输出电压为4000V，输出电压的误差范围是-2～+2V。从图中可以看出三相输入电流为和输入电压同相位的正弦波，说明电流环参数设计合理，功率因数校正效果好。输出电压稳定，说明电压环参数设计合理。从而验证了文中分析方法的正确性。

5 实例设计（输出800V）

原理样机如图6所示，其主要参数为：输入幅值为311V的三相交流电压，输出直流电压V0＝800V，输出功率 1.6kW，开关频率 f＝100kHz，主电路所选的元器件有：输入EMI滤波电路中所用的电容型号为 250V、105K、MPX275～X2，陶瓷电容的型号为4700pF、250V、AH472M，有机电容的型号为 CSDMPR224J630V，升压电感 0.2mH（Tokin FEER42-2500B，23匝），开关管 Sa、Sb、Sc型号为SPW47N60CFD，Dn5、Dn6等快恢复二极管型号为DSEC60-06A，Dn1-Dn4型号为DS145-08A，输出稳压电容有19个电解电容并联，型号为San con CD29H。

图6 样机图

图7 波形图

如图 7（a）、（b）所示，利用样机做实验，通过观察波形，可以看到所有的波形都很干净，输入三相电流和三相电压同相，功率因数近似为1，输出电压为800V，波形比较稳定，电压值波动较小。

6 结论

本文从理论上分析了三相VIENNA电路的性能，又利用仿真对其做了验证，并给出了一个设计实例，进行了实验验证，通过分析可以得出如下结论。

（1）用滞环控制法可以对三相VIENNA型电路的功率因数进行很好的矫正，可以得到一个输出稳定，无谐波污染，控制简单，高输入功率因数等诸多优点的大功率三相整流系统。

（2）开关管所承受的电压应力均为输出直流电压的一半，因此该变换器非常适用于高压大功率的应用场合。

（3）在实际的高压场合中（比如4000V）输出稳压电容的型号选择比较艰难，这个问题还有待解决。

［1] Glanzer G，Sivaraman T，Buffalo J I.Cost－efficient Integration of Electric Vehicles with the Power Grid by Means of Smart Charging Strategies and Integrated on－board Chargers［J] .Environment and Electrical Engineering，2011，12（1）：1－4.

［2] Tero Viitanen，Heikki Tuusa.A Steady－State Power Loss Consideration of the 50kW VIENNA I and PWM Full－Bridge Three－phase Rectifiers［J] .Power Electronics Specialists Conference，2002，2（6）：915－920.

［3] Gui－xin Wang，Bin Wang，Yong Kang，Jim Chen.A Novel Voltage－Controlled Delta－Modulated UPS Inverter Control Scheme senior member［J] .Industrial Electronics Society，2004，2（6）：1833－1838.

［4] 赵 洋，郭 恒.关于有源功率因数校正（APFC）的研究［J] .电力电子技术，2011：27（5）：1－5.