双频高效功率放大器设计

王卫卫，常树茂

(西安邮电大学，陕西 西安710061)

0 引言

近年来，随着无线通信和互联网技术的迅速发展，无线通信设备的要求越来越高。为满足不同的数据业务要求，无线通信产品需要在不同的通信模式下工作。多模通信系统必须适应不同的频段，而采用多组单一频率前端模块的构建方案不仅在能耗、体积和效率上影响很大，而且增加了生产成本。功率放大器作为射频前端的关键电路，它性能的好坏直接影响着整个通信系统的性能优劣［1］，因此，无线系统需要设计性能良好的功率放大器。

关于开关类功率放大器设计技术逐渐成熟，理论研究不断深入，但有关双频高效功率放大器的设计却很少有报道。自从2001年，D．R．Smith等人证明了左手材料的存在后，左手材料迅速成为研究的热点［2］。但是纯左手传输线在自然界是不存在的，现阶段的左手传输线是由右手传输线通过一定的结构组成的，因此把左手传输线和右手传输线相结合就转变为复合左右手传输线(CRLH－TL，Composite Right/Left Handed Transmission－Line)。复合左右手传输线在不同的频段分别呈现异向介质或传统介质特性，改变了常规双频功率放大器的设计方法，使任意两个工作频点实现在同一个功放管上工作［3］。这种方法广泛用于各种无源器件(如双频耦合器、双频功分器和多频天线等)的研制和应用。

射频开关类功率放大器本身具有很高的工作效率。文中基于复合左右手传输线，构建可实现双频阻抗匹配的网络拓扑结构，设计一个同时工作在两个频点的高效功率放大器。采用负载牵引和源牵引法确定放大器高效工作状态的最佳负载，使功率放大器在两个频点可输出39．9 dBm和37．2 dBm的功率，且工作效率达到50%以上。

1 功率放大器设计

开关类功率放大器通过避免漏极电压和电流波形重叠，来提高工作效率。E类功率放大器能够调整漏极电压电流波形的重叠程度来降低本身消耗的功率，理论上可以达到100%的效率，E类功率放大器的电路拓扑结构如图1所示。它有一个晶体管作为开关，并联一个电容C，开关两端的匹配网络使用微带线。

图1 E类功率放大器电路拓扑结构Fig．1 Class－E power amplifier’s circuit topology

传统的功率放大器主要依靠减小导通角和避免电压电流波形重叠，来提高在某一频点或频段的工作效率［4］，随着关于对左手材料的深入研究，复合左右手传输线的出现，理论上可以实现任意两个频率在同一个放大器上工作，从而提高放大器的工作效率。

复合左右手传输线，与一般的传输线不同，它包含左手传输线和右手传输线的特性，它的单元相位响应是非线性的。图2所示的是一种复合左右手传输线集总参数结构，它由两截右手传输线和一个左手传输单元构成。

复合左右手传输线的特性是输入与输出之间净相移特性，在左手传输线频段相位超前，在右手传输线频段相位滞后，经过一段复合左右传输线后，总体相位偏移为零［5］。当复合左右手传输线的串联谐振和并联谐振相等时，这种状态称之为平衡状态［6］，平衡结构的复合左右手传输线可分为左手等效电路和右手等效电路，右手等效电路可以直接用传统传输线(如微带线)代替，左手等效电路的参数可以通过公式计算得到。

图2 复合左右手总参数模型Fig．2 Lumped elements model for CRLH－TL

在平衡状态下，可以近似的把相位响应表示为:(N为复合左右手传输线单元的个数)

左手传输线和右手传输线的特性阻抗公式表达式为:

和理想情况不同的是，复合左右手传输线左手截止频率和右手截止频率为:

复合左右手传输线单元中各参数取值可由下式求得:

式中，N为复合左右手传输线单元的个数，Zt为与复合左右手传输线匹配的端口特征阻抗，ω1，ω2为选定的两个频点的角频率(ω1＜ω2)，φ1为ω1时的相位，φ2为ω2时的相位。理论上任意两个频点相差nπ(n为正整数)的相位都可以实现双频传输，两个频点相位对的选择主要受到带宽和两个截止频率的位置、现有元件设计等条件的限制。

左手截止频率fLH可以从式(5)计算得出，如果fLH＜f1，设计符合要求，否则，最小频率小于截止频率，无法通过，需要增大N，再次进行设计。图3显示的就是使用了复合左右手传输线代替图1中普通微带线构成的输入输出匹配网络，设计的双频功率放大器。

图3 E类双频功率放大器电路拓扑结构Fig．3 Dual－band class－E power amplifier’s circuit topology

2 仿真设计和结果分析

双频功率放大器用安捷伦公司的ADS软件进行仿真，功放管模型选用的是飞思卡尔公司的MW6S010N，该晶体管在工作频率0．45 ～1．5 GHz内非常稳定，这一点对于射频功率放大器是非常重要的。首先确定两个工作频点:0．5 GHz和1．2 GHz，功放管选用栅极电压为2．8 V，驱动功率为22 dBm，直流供电电压为28 V，然后用负载牵引法和源牵引法分别获得这两个频点的最佳输入阻抗和最佳输出阻抗，如表1所示。

表1 功放管的输入输出阻抗Table 1 Input and output impedance of power amplifier tube

针对不同的频点，均使用L型阻抗变换网络设计匹配电路，便于用复合左右手传输线代替普通的右手传输线实现双频匹配。单频功率放大器设计仿真图如图4所示，由两段微带线分别组成输入阻抗网络和输出阻抗网络。

图4 单频E类功率放大器仿真Fig．4 Simulation diagram of single frequency class－ E power amplifier

双频功率放大器的设计需要用复合左右手传输线代替相应的微带线组成匹配网络，实现双频工作。具体方法如确定功放管在0．5 GHz时最佳负载阻抗，两节右手传输线(特征阻抗为50 Ω)的电长度为37．48°和 66．31°，在1．2 GHz 时，最佳负载的两节右手传输线的电长度为34．5°和 65．93°，分别实现50 Ω到最佳负阻抗的变换，由普通右手传输线转换为复合左右手传输线结构，实现双频匹配，如图5所示，具体参数可以通过公式计算得到，双频功率放大器的设计仿真图如图6所示。

图5 复合左右手传输线构成负载匹配网络的转换过程Fig．5 Conversion process of CRLH－TL in constituting load matching network

图6 双频E类功率放大器电路仿真Fig．6 Simulation diagram of dual－band class－E power amplifier

如图7和图8所示，单频功率放大器工作频率为0．5 GHz时，该功率放大器输出功率为40．4 dBm，工作效率为62．2%。工作频率为1．2 GHz时，该功率放大器输出功率为37．5 dBm，工作效率为53．5%。

图7 单频E类功率放大器工作在0．5 GHz时的性能Fig．7 Performance of single－band class－E power amplifier working individually at 0．5 GHz

图8 单频E类功率放大器工作在1．2 GHz时的性能Fig．8 Performances of single－band class－E power amplifier working individually at 1．2 GHz

如图9所示，双频功率放大器工作频率为0．5 GHz时，该功率放大器输出功率为39．9 dBm，工作效率为55．7%左右。工作频率为1．2 GHz时，该功率放大器输出功率为37．9 dBm，工作效率为51．3%左右。该功率放大器采用复合左右手传输线构建的匹配网络实现了在两个工作频点的阻抗匹配，并在两个相距较远的工作频点处均实现了高效的功率放大。由图8可知，随着输入信号功率的增大，放大器在两个工作频点的增益出现压缩现象［7］。当处于饱和状态时，放大器可保持38 dBm左右的功率输出，并且保持不低于50%工作效率。

图9 双频E类功率放大器输出效率Fig．9 Output efficiency diagram of dual－band class－E power amplifier

3 结语

利用负载牵引和源牵引相结合的方法求得最佳阻抗，采用复合左右手传输线的传输特性构建双频匹配电路，实现两个特定频点在同一功放管上工作的高效功率放大器。结合具体的双频功率放大器设计方法，给出了拓扑结构和设计实例，实现了放大器工 作 在0．5 GHz 和1．2 GHz 时 输 出 功 率 达到38 dBm，工作效率达到了50%以上，证实了设计方法的可行性。为复合左右手传输线用于设计更高效的、三频或多频电路提供了一个设想。

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