时间域电磁探测发射电流过冲产生原理及抑制

周逢道，唐红忠，郭 新，王金玉

（吉林大学 地球信息探测仪器教育部重点实验室，长春 130026）

时间域电磁法是一种以地下岩土体的导电性差异为物质基础的电磁物探方法［1－4］。其原理是利用系统在发射线圈中产生的交变电流，激发空间的一次电磁场变化，由楞次定律可知，若地下含有电磁敏感矿体（如金属矿），则会产生二次感应场，系统由接收线圈获取其二次感应电压，分析电压衰减情况可以获得地下矿体的位置、形态、构造等信息［3－4］。该方法在环境监测［5］、地质填图［6］、水文调查［7－8］、金属矿勘查［9］和海冰测厚［10］等 领域已得到了广泛的应用。

时间域电磁法［11－15］发射线圈具有大感性、低回路电阻特点，电感量越大关断延时越长［16］。同时在电流下降为零后，会伴有长时间的振荡。由于二次场信号微弱，该振荡会影响二次场的早期信号，形成盲区，而盲区恰好是地下最需要探测与了解的区域［17］。

文献［16］采用恒压钳位电流陡脉冲发射电路，实现发射电流的线性下降，虽然在一定程度上可以减小探测盲区，但电流下降为零后的振荡并没有得到抑制。本文采用加速电阻增大过冲电流振荡阻尼的方法，加快发射桥路中的各点电位达到稳态的速度，以达到抑制电流的反向过冲的目的，使得发射电流下降为零后的振荡得到抑制，从而可以进一步减小探测盲区。

1 发射电流过冲产生原理

时间域电磁探测要求发射电流波形为上升时间 （0～t1，t4～t5）及平顶时间（t1～t2，t5～t6）均可控、下降时间（t2～t3，t6～t7）为不可控的梯形波。其发射线圈中的电流波形如图1中的iL所示。发射机的负载为阻感性（主要呈感性，阻性可忽略）的发射线圈，为了达到发射波形的要求，采用图2所示的H桥路以及图1所示的控制方法。图2中的二极管均为IGBT的寄生元件。图1中局部放大的部分为本文所研究的电流过冲。

图1 输出电流波形以及功率驱动波形Fig.1 Output current waveform and power drive waveform

t2～t4内发射电流过冲等效电路如图3所示。

图2 发射桥路拓扑Fig.2 Topology of launch bridge circuit

图3 t2～t4时间段发射电流过冲等效电路Fig.3 Equivalent circuit of emission current overshoot for time t2～t4

在t2～t3时间段内，二极管D2、D3续流。在t3～t4时间段内二极管D1、D2、D3、D4关断。t3时刻发射桥路中电容C1、C2、C3、C4的电压分别为US、0、0、US。当发射线圈中电流减小到零时，在电压UB～UA的作用下，发射线圈中的电流开始反向，形成了以电感、电阻以及电容构成的振荡电路。当桥路中电容的电压稳定时，发射线圈中振荡停止。由于回路中的阻尼较小，振荡幅值大，持续时间长，导致接收到的感应二次场信号淹没，接收数据不可用，进而导致探测盲区的存在。

建立发射电流过冲模型之前做以下假设:①IGBT的开通和关断时间及关断后的漏电流均为0；②IGBT寄生二极管的开通和关断时间及导通压降均为0；③忽略IGBT的寄生电容（因为在高压下IGBT的输出电容衰减得特别快，并且值很小）。

图3所示的t2～t4时间段的交流等效模型如图4所示。对图4列出方程组:

根据t3时刻电路中各个元器件的状态，可以得到初始条件:

图4 t2～t4时间段发射电流过冲的交流等效模型Fig.4 Exchange equivalent model of current overshoot for time t2－t4

式中:iL为发射线圈中的电流；C为桥路中所有电容的等效电容，大小与桥路中单个电容相等；uC为等效电容C两端的电压；L为发射线圈的电感量；R为桥路中所有电阻的等效电阻，大小与单个电阻值相同；iL（0）为t3时刻发射线圈中的电流值；uC（0）为t3时刻等效电容C两端的电压值；US为桥路的母线电压。

综合式（1）（2）解得发射线圈中电流为

采用MATLAB－Simulink仿真了电流过冲，仿真电流过冲条件为:US＝300V，L＝1.5mH，C1～C4的大小均为C＝0.06μF，R1～R4的大小均为R＝47Ω，发射线圈中的初始电流为零，电容C1与C4的初始电压为300V，电容C2与C3的初始电压为零。仿真结果如图5所示。

图5 电流过冲仿真结果Fig.5 Simulation results of current overshoot

由以上分析得出，发射电流过冲是在发射电流由峰值下降到零时，由于发射桥路中电容电压未达到平衡所引起的电容与发射线圈之间的振荡。发射电流过冲抑制的目的是减小该振荡的最大幅值以及缩短振荡能够被系统接受的时间。由式（3）可知，用增大振荡阻尼的方法可以实现电流过冲抑制的目的。

2 过冲抑制原理分析与检测

2.1 发射电流过冲抑制原理

发射电流抑制的实质是加快谐振衰减速度并尽快达到稳态平衡。本文采用加速电阻增大过冲电流振荡阻尼的方法，达到抑制过冲的目的。过冲抑制电路如图6所示。在t2～t3的时间内，当iL接近于零时，同时开通Q5、Q6。iL＝0时，与无过冲抑制相比，为电容C2和C4增加了放电回路。C2和C4通过开关管Q5、Q6放电，由于回路中R5、R6的存在，增大了振荡回路的阻尼，分别缩短了UA和UB的电位平衡时间。UA与UB的电压差变小，振荡的能量越来越少，电流过冲的幅值也逐步降低，该过程往复几个周期后，谐振能量基本耗尽，发射电流过冲得到抑制。

图6 过冲抑制电路Fig.6 Inhibit circuit of current overshoot

为了使反向电流过冲对二次场的影响减小到最低，在短时间内使振荡消失，采用与建立过冲交流等效模型相同的假设，并且由对称性可知R5＝R6＝RX，图6所示电路的交流等效模型如图7所示。

图7 过冲抑制电路的交流等效模型Fig.7 Exchange equivalent model of current overshoot inhibit

对图7列出方程如下:

根据t3时刻电路中各个元器件的状态，可以得到初始条件:

式中:RX为加速电阻；u1～u4如图7所示；u1（0）和u2（0）分别为t3时刻等效电容两端的电压值。

综合式（4）～（9）可以解出发射线圈中的电流，可得到发射线圈中的电流在过冲抑制下的通解表达式为

对比式（3）与式（10）可以得出结论:理论上采用加速电阻增大过冲电流振荡阻尼的方法可以减小电流过冲的最大幅值，缩短振荡时间，减少探测盲区。通过改变加速电阻RX的大小可以调整电流过冲的最大幅值以及盲区。

2.2 加速电阻的选取

系统要求电流过冲的指标如图8所示，IMAX为电流过冲最大幅值，IS为早期道信号开始采集的电流，ts为从电流过冲开始到早期道信号开始采集的时间，tz为从电流过冲开始到电流过冲为零（这里零值电流过冲的幅值小于10－4A）的时间。

加速电阻从1～101Ω（步进20Ω）变化时电流过冲波形如图9所示。从图9中可以看出:当加速电阻不同时，电流过冲波形相差较大。

采用 MATLAB－Simulink仿真电流过冲抑制。相比电流过冲仿真条件，电流过冲抑制增加了RX＝50Ω的条件。仿真结果如图10所示。

图8 系统要求的电流过冲指标Fig.8 Norm of current overshoot of system

图9 不同加速电阻下电流过冲波形Fig.9 Current overshoot wave under different speed up resistance

图10 电流过冲抑制仿真结果Fig.10 Simulation results of current overshoot inhibit

对比图5与图10可知，在仿真条件下，将电流过冲振荡的最大幅值减小了0.9A，缩短了振荡幅值达到0.25A的时间110μs。

从图9中可以得出以下结论:

（1）IMAX随着加速电阻的增大而增大。

（2）tz随着加速电阻的增大，先减小后增大，拐点出现在50Ω附近。

（3）ts随着加速电阻的增大先减小后增大，拐点出现在50Ω附近。

3 实验结果与分析

为了进一步验证电流过冲抑制的有效性，在自行研制的航空时间域电磁探测系统上进行了测试，测试参数如下:发射桥路中电容C＝0.06μF，电阻R＝47Ω，发射线圈的电感量L＝1.5mH，加速电阻RX＝50Ω，母线电压US＝300V。

采用泰克示波器（TDS1012100MHz 1GS／s）在BH－0.6640I型电流互感器的2Ω采样电阻两端观测发射电流波形，图11为截取的发射电流下降到零并产生反向过冲时的波形。从图11中可以看到，在电流过冲抑制前，发射电流的最大过冲幅值达到2.20A，振荡幅度大于0.4A的时间多于175μs，电流过冲抑制之后，发射电流的最大过冲幅值减小到0.95A，振荡幅度大于0.4A的振荡时间控制在60μs之内，使早期道信号前移110μs，达到了抑制电流过冲的目的。图11（a）中电流的振荡周期为65μs，这与理论计算及仿真的结果一致。测试结果显示，采用加速电阻增大过冲电流振荡阻尼的方法可以缩短振荡时间及减小振荡幅值，减少探测盲区。

图11 电流过冲抑制效果对比Fig.11 Contrastive effect of reverse current overshoot inhibition

表1 理论值与实验值对比Table 1 Contrast of theoretical value and experimental value

理论值与实验值对比如表1所示。从表1可以看出:不论是抑制前还是抑制后，振荡周期、最大振荡幅值的理论计算结果均小于实验结果，由于在建模时忽略了IGBT的结电容，发射桥路中会存在布局电容，所以实验测试得到的振荡周期值大于理论计算的结果。在测量元件的值时也会存在10%左右的误差，所以导致实验结果与理论计算结果存在误差。由式（3）（10）可知:由于振荡幅值中存在e指数，所以最大振荡幅值的误差较大，但仍对实践有一定的指导意义。

4 结束语

通过理论计算、仿真以及实验结果说明:采用加速电阻增大过冲电流振荡阻尼的方法，可以有效抑制发射电流过冲，缩短发射电流振荡时间。实验数据显示，该方法可以将发射电流振荡时间缩短68.51%，使得发射电流关断过程产生的振荡抑制在100μs内，同时减小发射电流过冲56.82%，削弱发射电流对接收二次场数据的影响，使早期道信号前移110μs，减小了探测盲区。同时也为时间域电磁探测全电流波形收录提供了硬件前提，为基于无人机方式的电磁法探测装备研发提供了参考。

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