一种改进的全桥移相倍流整流变换器

宋飞

（山西机电职业技术学院，山西 长治 046011）

1 引言

文献［1］提出的移相全桥零电压零电流（ZVZCS）软开关变换电路，采用移相控制方式，通过主电路串联的隔直电容和饱和电抗器，可以实现超前桥臂零电压开通，滞后桥臂零电流关断，并且有较大的软开关范围。该变换电路降低了功率器件的开关损耗与电磁干扰，改善功率器件的开关轨迹，减小了功率器件的电压、电流应力，提高变换电路的性能、效率，改善电磁兼容性能力，并且可以进一步提高开关频率、降低开关变换器的体积重量，提高功率密度，加快系统动态响应能力，是目前中、大功率变换电路的理想拓扑之一［1－11］。

但是，由于主电路中采用饱和电抗器，低损耗的饱和电抗器难以设计，导致损耗过大，为了克服文献［1］ZVZCS电路的缺点，文献［1］的作者和各国学者提出了一系列的零电压（ZVS）和（ZVZCS）的改善电路，如副边箝位电路，变压器增加辅助绕组等等，也取得一系列的成果，但各种附加的电路引入过多的辅助器件并增加了控制的复杂性，应用上会受到一定的限制。此外，如果采用常规整流电路，当输出功率较大时，整流二极管的开关损耗和电磁干扰很大，对变换电路的可靠性和稳定性有极大的负面影响，不利于其性能的进一步提高。近年来已有不少的国内外学者，采用倍流整流的方法，实现整流二极管零电流关断，并已有了较好的成果［12－14］。

为了进一步改善移相控制软开关全桥ZVZCS变换电路的工作情况，本文在传统的移相全桥ZVZCS变换电路基础上，采用双饱和电抗器和倍流整流工作方式，实现大功率软开关全桥变换电路。其中，变换电路的超前桥臂，利用变压器漏感和输出电感，实现零电压开通；利用与变压器串联的隔直电容，快速衰减电流，使得滞后桥臂可以实现零电流关断；采用和滞后桥臂串联的饱和电抗器，阻止电流反向振荡。传统的移相全桥ZVZCS电路的饱和电抗器和变压器串联，是双边饱和，损耗较大，而本文与滞后桥臂开关管串联的饱和电抗器是单边饱和，损耗较小，虽然需要两个饱和电抗器，但与传统的移相全桥ZVZCS电路相比，其损耗可以降低。此外，整流二极管，工作在倍流整流方式，实现了自然换流，消除整流二极管的开关损耗，而且避免了整流二极管反向恢复引起的振荡和尖峰［12－14］。这样，变换电路所有的功率器件都工作在软开关的条件下，进一步提高其电磁兼容性能力，提高移相全桥ZVZCS变换电路的可靠性和稳定性。在此基础上，制作2kW（50V/40A）的ZVZCS变换电路，获得了比较满意的结果。

2 电路工作原理

其主电路如图1所示，是移相控制的零电压零电流全桥变换电路，和倍流整流的工作方式的组合。其中，全桥变换电路的功率开关VT1与VT3，构成超前桥臂，功率开关VT2和饱和电感Ls1串联，功率开关VT4与饱和电感Ls2串联，构成滞后桥臂；变压器原边串联隔直电容Cb，变压器有等效漏电感Llk；副边倍流整流电路，由变压器T，两个输出等值电感L1和电感L2，整流二极管Do1、Do2，滤波电容Co和负载构成。

详细分析其工作原理之前，首先作如下假设:①电路中所有的元器件（开关管、二极管、变压器、电容、电感等）均为理想器件，饱和电抗器有电流时，电抗为零，电流为零时，电抗无穷大；②其中C1=C3=Clead，L1=L2，n1为变压器原边绕组匝数，n2为副边绕组匝数，N为变压器匝比n1/n2；③ 输出滤波电容足够大，在一个周期内，输出等效成恒压源。假定VT1、VT3为超前桥臂，VT2、VT4为滞后桥臂，其半周期的主要工作过程，可分为6个模态，如图2所示，图中有实线和虚线两种状态，其中实线表示电流流通的路径。

2.1 开关模态1，t0～t1（图2（a））

自初始时刻t0起，功率开关管VT1、VT4均导通，原边电流流过VT1、隔直电容Cb、变压器和VT4，向副边传递能量，其中饱和电抗器Ls2在VT4导通时，由未饱和状态转入饱和状态时，有抑制电流上升率的作用，使得VT4近似零电流开通，VT4导通后，饱和电抗器脱离饱和，其电抗为零。变压器副边有两条电流回路，一是由变压器T、二极管Do1、负载和电感L2构成，二是电感L1续流回路，由电感L1，二极管Do1和负载组成，此时，二极管Do2承受反压截止。原边电流ip正向增大，隔直电容Cb电压ucb由负电压到零后正向增大，滤波电感电流iL1下降，电感电流iL2上升。该模态电流的方程为:

图1 双饱和电抗器零电压零电流倍流整流变换电路

其中，iL1（t0），iL2（t0）分别为电感电流 L1、电感电流L2在t0时刻的值，Uin和Uo分别是变换器输入和负载输出电压；N为变压器原边和副边的匝数比。

2.2 开关模态2，t1～t2（图2（b））

t1时刻关断VT1，原边的电流ip为C1充电，为C3放电，VT1近似零电压关断。副边的工作方式等同模态1。由于该模态持续时间较短，电容C1、C3电压可看作线性变化，其方程为:

到t2时刻，C1两端电压升为Uin，C3两端电压降为零，功率管VT3的反并联二极管D3自然导通，功率管VT3两端电压被箝位为零，为功率管VT3零电压开通提供条件。

图2 各个工作模态等效电路图

2.3 开关模态3，t2～t3（图2（c））

t2时刻，因为D3处于导通状态，所以VT3实现零电压开通，原边电流ip（输出电感的折算电流）经过VT3、VT4，继续为隔直电容充电，变压器原边电流ip和副边电流is同时衰减。当is＜iL2时，由于电感电流不能突变，故Do2负担其电流差值，Do2自然导通，由于Do2和Do1导通，变压器副边电压被钳位为零，隔直电容的电压全部加在变压器的漏感上。两个输出电感均进入续流阶段，两个电感电流均线性下降:

2.4 开关模态4，t3～t4（图2（d））

t3时刻，原边电流ip衰减为零，饱和电感Ls2退出饱和状态，电感值无限大，阻断了反向电流，相当于原边回路断开，消除了电流的反向振荡，此时，滞后管VT4实现零电流关断。此后，原边电路保持开路状态。变压器副边绕组没有电流，电感L1和L2分别通过DO1和DO2续流，为负载供电。

2.5 开关模态5，t4～t5（图2（e））

t4时刻，开通VT2，原边电流ip反向增加，但仍小于iL1的折算到原边的值，整流二极管电流iDo2上升，iDo1下降。t5时刻，副边电流is等于电感L1的电流，Do1电流全部转移变压器副边和Do2中，Do1实现零电流关断，此时，原边电流方程为:

2.6 开关模态6，t5～t6（图2（f））

t5时刻后，电源重新向负载传递能量，原边电流继续反向增大；整流二极管Do2导通，Do1零电流关断，承受反压截止。电感L2通过DO2续流放电，L1充电，iL1上升，iL2下降，负半周工作工程开始，类似于正半周。

在整个工作过程模式中，超前桥臂利用输出电感和变换器的漏感，实现零电压开通，关断时由于吸收电容作用，近似零电压关断；滞后桥臂利用隔直电容快速衰减电流，实现零电流关断，由于饱和电抗器的退出饱和，其开通近似为零电流开通；副边有两种工作状态，一是变压器经过一个电感向负载供电，另一电感向负载续流供电；二是变压器不传送能量时，两个电感向负载续流供电；在两个状态转换过程中，实现输出二极管的零电流关断。整个变换电路的功率器件都可以实现软开关，降低功率器件的开关损耗，减少电磁干扰，提高了系统电磁兼容性能力。

3 软开关工作情况和实验结果

变换电路的超前桥臂，是利用输出电感和变压器的漏感，实现零电压开通，其软开关范围很大，与常规的移相全桥变换电路基本一致；滞后桥臂的零电流关断情况与隔直电容、变压器漏感、负载电流大小、开关频率有关，在后三者参数确定后，隔直电容上电压越大，零电流关断范围越宽；整流二极管的零电流关断，依赖于电感续流回路电流下降与变压器电流上升，因此，整流电路的滤波电感越小，变压器漏感越小，原边电流上升越快，整流二极管零电流关断范围越宽，参数设计时应予以充分考虑。

研制了一台2kW的移相全桥变换器，控制电路采用芯片UC3875，部分参数如下:开关频率为20kHz，功率器件采用富士公司的IGBT（2MB150P－140），变压器采用 EE70的磁心，原边25匝，副边20匝，漏感0.6μH，隔直电容 3μF，输出电感 600μH，输出电容2200μF，输入电压 320V，输出电压 50V，输出功率2kW，满载时隔直电容最大值为15V。

图3 试验波形

图3（a）是超前管驱动及电压的波形，可以看出该开关管是零电压开通。图3（b）是滞后桥臂的电压波形及其电流波形，可以看出该开关管实现了零电流关断。图3（c）是变压器的电压和电流的波形，图3（d）是副边整流二极管的电压和电流的波形，图3（e）是副边两个整流二极管电流的波形，从波形也可以看出，副边二极管实现零电流关断，实现了自然换流，次级无尖峰电压。

根据试验结果得出了效率曲线图，如图4所示，额定负载时变换器效率可以达到93%。

图4 效率曲线图

4 结论

本文研制了采用双饱和电抗器的零电压零电流开关倍流整流变换器，其超前桥臂实现了宽范围的零电压开通，滞后桥臂实现了宽范围的零电流关断，整流二极管也实现宽范围零电流关断，变换电路中的所有的功率器件均实现了软开关，降低了开关损耗，减小了开关噪声与电磁干扰，改善了电磁兼容性能力，提高了效率，电路简单可靠实用，适合大功率应用场合，为大功率软开关全桥变换器的稳定可靠工作，提供一条新的途径。

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