ZVT-PWM交错并联Boost PFC变换器的研究

刘松斌，张忠伟，姜学瑞，孙利军

（1.东北石油大学 电气信息工程学院；2.大庆油田有限责任公司第一采油厂 电力维修大队，黑龙江 大庆 163318）

1 引言

随着电力电子技术的快速发展，以及有源功率因数校正技术的功率等级的不断提高，这样，就限制了对传统的Boost PFC 方案的使用[1][2]。随着PFC电路功率等级的提高，使得电路中的开关管和二极管等元件的电压应力和电流应力都较大，就要求这些元件能够承受更高的电压和电流，在设计时要选用大容量的器件。这样就增加了整个电路的成本[3]。

为了能够解决这一问题，就要在PFC 电路中应用交错并联技术，交错并联技术的特点是可以减小PFC 电路中输入输出电流的纹波[4-5]，降低了电磁干扰，使设计EMI 滤波器时的要求降低，不仅能够提高效率，也提高了变换器的功率密度[6]。

所以，在本设计中选用的PFC 电路拓扑结构为交错并联型的Boost 电路结构。

为了便于分析电路的工作原理，首先要对电路做一些假设，把一些元件看成是理想的元件[7-8]。由于开关管在实际的电路中工作时，在其开通和关断的过程中存在开关损耗，在PFC 变换器工作在较低的开关频率时，并不会对变换器的效率造成较大的影响。但是，现在为了提高变换器的功率密度，就需要提高变换器的开关频率，而开关频率的增高就会使开关管的开关损耗增加，总开关损耗也会增大，对变换器的效率造成较大的影响[9]。因此，为了降低开关损耗，提高变换器的效率，就引入了软开关技术[10]。本文对ZVT-PWM交错并联Boost PFC变换器进行深入研究。

2 主电路的工作原理分析

2.1 电路拓扑结构

该变换器的电路结构如图1所示。

图1 电路原理图 Fig.1 Principle of circuit

在分析之前，做出如下假设[11-12]：

1）电路中的开关管和二极管都是理想元件；

2）输入电压在主开关的一个工作周期内是恒定的，并用一个直流电压源来代替整流后的直流电压；

3）输出滤波电容足够大，使输出电压可以在一个开关周期内保持恒定，并用一个恒压源来代替输出电压；

对电路进行假设后，可以将图1中的电路原理图简化成图2所示的简化电路，用直流电源代替了输入整流部分，可以更加简单明了的分析电路。其中一条boost 支路是由L1、D1和S1构成的，另一条boost 支路是由L2、D2和S2构成的，零电压转换辅助回路是由L3、D3、D4、D5、D6、C1、C2和S3共同构成的。

图2 ZVT-PWM 交错并联Boost PFC 的简化电路 Fig.2 Simplify of the zero-voltage-transition interleaved Boost converter

2.2 主电路的工作原理分析

当输入电压为220 V，输出电压为400 V，输入频率为50 Hz，开关频率为50 kHz 时，占空比在二分之一个工频周期内有非常宽的变化范围（0.22＜d＜0.99），如图3所示。当占空比d＜0.5 时，两条Boost 支路不存在同时工作的情况。这种工作方式比较简单，所以对这种情况不做分析。当占空比d＞0.5 时，两条Boost 支路在交错工作时会有一段时间出现同时工作的情况，这种工作方式要复杂些，所以，对占空比d＞0.5 时的工作状态进行详细的分析。

图3 占空比随时间的变化规律 Fig.3 Duty cycle changes with the time

如图4所示，从t0时开始一直到t16时是一个开关周期Ts，其中VGS1、VGS2以及VGS3分别是开关管S1、S2和S3的驱动波形，VDS1是开关管S1两端的电压波形，iDS1是开关管S1中流过的电流波形，iL3和VC2分别是辅助回路谐振时的谐振电感的电流和谐振电容的电压，VD1和iD1对应的是二极管D1的电压和电流。

图4 占空比d＞0.5 时选定拓扑的理想波形 Fig.4 Ideal waveform of this converter withd＞0.5

下面对该电路的工作原理进行详细的分析，因为交错并联的两条boost 支路在工作时是共同使用同一个软开关电路，即软开关电路一直处于工作状态，所以软开关电路中的辅助开关管S3的开关频率是boost 电路主开关S1、S2的2 倍。从t0 时刻到t8时刻的这个过程，电路中的开关管S1是工作在软开关的工作模式。从t8时刻到t16时刻的这个过程与t0时刻到t8时刻的过程的原理和方式是相同的，所以只需对其中的一个过程，t0时刻到t8时刻这个过程进行分析。

模式1：如图5所示，在t0之前，开关管S1、S3都处于关断的状态，开关管S2处于开通状态。这时输入电感L1通过二极管D1给负载供电，电感L2的电流流经开关管S2。在t0时刻，S3开通，开关管S3在谐振电感L3的作用下，实现了软开通。流过电感L3的电流开始线性上升，二极管D1中的电流逐渐减小，这样就使二极管D1的反向恢复损耗减小了。

图5 模式1：t0＜t＜t1 Fig.5 Model 1：t0＜t＜t1

电容C1上的电压为Vo，电感L3上的电流为：

模式2：如图6所示，在t1时刻，流过D1的电流逐渐下降到0。C1开始放电，L3和C1进行谐振，L3上的电流逐渐上升。在t2时刻，C1放电完毕，C1两端的电压降为0。

图6 模式2：t1＜t＜t2 Fig.6 Model 2：t1＜t＜t2

在这个过程中，L3 电流和C1 电压为

模式3：如图7所示，在t2时刻，电感L3中的电流为最大值。在这个阶段，L3的电流通过S3和主开关S1的反并联二极管流通。iL3的最大值可由下式表示：

图7 模式3：t2＜t＜t3 Fig.7 Model 3：t2＜t＜t3

在这个过程中，主开关S1满足零电压转换的条件，假设稳态时，电感L1中的电流是输入电流的二分之一，对主开关S1的延迟td可以表示为

模式4：如图8所示，在t3时刻，主开关S1开通，同时辅助开关S3关断，在这个过程中，输入电感L1、L2 中的电流分别流经主开关管S1和S2。这时二极管D5 以零电压方式开通，L3和C2经过D5 开始谐振，L3开始给电容C2充电，L3中的电流逐渐减小，C2两端的电压开始上升。由于C2的作用，使辅助开关S3两端电压上升率受到了限制，S3以零电压方式关断。

图8 模式4：t3＜t＜t4 Fig.8 Model 4：t3＜t＜t4

这期间方程为

模式5：如图9所示，在t4时刻，开关管S2关断，L2开始通过D2给C1充电，L3和C2继续谐振，此时辅助开关S3两端电压达到输出电压Vo。由于电容C2的作用，对开关管S2两端电压上升的速率进行了限制，使S2关断时近似为零电压关断。

图9 模式5：t3＜t＜t5 Fig.9 Model 5：t3＜t＜t5

模式6：如图10所示，在t5时刻，电容C2两端电压上升到Vo，这时C2开始通过D6放电。电感L3的电流也通过D5输入到负载。当L3的电流降到0 时，电容C2继续放电，这一阶段结束。

图10 模式6：t5＜t＜t6 Fig.10 Model 6：t5＜t＜t6

模式7：如图11所示，在这一过程中，此时开关管S1开通，C2继续通过D6放电，C1继续充电，电容C2两端的电压降到0，C1电压上升到输出电压Vo。D6在没有反向恢复的情况下关断。

图11 模式7：t6＜t＜t7 Fig.11 Model 7：t6＜t＜t7

模式8：如图12所示，在t7时刻C2的电压降为0，D2开始导通。在这一过程中，电感L1的电流通过主开关S1，电感L2的电流通过主开关D2，这一过程直到辅助开关S3的再次开通才结束。

图12 模式8：t7＜t＜t8 Fig.12 Model 8：t7＜t＜t8

模式9-16 的原理与前面分析的模式1-8 类似，这里就不做分析了。

3 仿真验证

3.1 交错并联Boost 变换器的仿真

根据前面对对交错并联Boost 电路的工作原理的分析，利用PSpice 软件对电路进行搭建并进行仿真，搭建的原理图如图13所示，该电路的主要参数为：输入电压Vin=50 V，电感L1=L2=1 mH，输出电容C=440 μH，负载R=100 Ω，工作频率为50 kHz，开关管S1、S2的开通时间均为11 μs。

图13 交错并联Boost 变换器的仿真原理图 Fig.13 PSpice simulink circuit principle diagram of boost converter

由于电路是交错并联型的，所以两路boost 电路的开关管S1和S2的脉宽调制信号在相位上要相差180 度。如图14所示，是两路电感电流在开关频率内的放大波形，通过波形可以看到电感L1、L2的电流交替上升，相位相差180 度。能够是叠加后的电流的纹波大大减少。

图14 电感电流波形 Fig.14 Inductor current waveform

如图15和16 所示，是开关管S1和S2两端的电压以及通过的电流的波形，从图中可以看出，当开关管关断时，开关管两端的电压等于输出电压，开关管的电压和电流波形有交叠区，说明此时开关管工作在硬开关状态，开关损耗较大，对降低系统的效率。

图15 开关管S1电压和电流波形 Fig.15 Voltage and current waveforms of S1

图16 开关管S2电压和电流波形 Fig.16 Voltage and current waveforms of S2

如图17所示，为开关管S2在关断时刻电压和电流的波形的放大图。从图中可以看出，在关断时，开关管两端的电压没有立即上升到输入电压，而且开关管的电流也没有立即下降到零，在这段时间会产生损耗，就是关断损耗。

图17 开关管S2关断时刻电压和电流波形 Fig.17 Voltage and current waveforms of S2 on-off time

3.2 ZVT-PWM 交错并联Boost 变换器的仿真

下面利用PSpice 软件对ZVT-PWM 交错并联Boost 变换器进行了开环的仿真验证，搭建的电路原理图如图18所示，电路的主要参数为：Vin=50 V，L1=L2=1 mH，L3=15 uH，C=440 uH，C1=1 nF，C2=10 nF，负载R=100 Ω。开关频率是50 kHz，开关管S1和S2的开通时间均为11μs，由于采用交错控制方法，在每个开关周期内S2都要比S1延迟二分之一个开关周期开通，S3为ZVT 辅助网络的开关管，开关频率为100 kHz，开通时间为2μs。

图18 ZVT-PWM 交错并联Boost 变换器仿真原理图 Fig.18 PSpice simulink circuit principle diagram of ZVT-PWM boost converter

如图19所示，为驱动开关管S1、S2以及S3的脉宽调制信号波形，从波形图中能够看出，辅助开关S3的开关频率是主开关管S1和S2工作频率的两倍。而且在每个开关周期开关管S1和S2导通前，S3都要提前开通一段时间，这也是为实现主开关的零电压转换的条件。辅助开关也能够工作在软开关模式，如图20所示，辅助开关S3近似实现了零电流开通和零电压关断。

图19 驱动信号波形 Fig.19 Driving signal waveforms

图20 辅助开关S3 的电压和电流波形 Fig.20 Voltage and current waveforms of S3

图21为开关管S1的电压和电流波形，图22为开关管S2的电压和电流波形，通过与前面仿真的硬开关的波形进行对比，可以发现明显的不同。从波形图中可以看出，在开关管S2开通之前，开关管的电压已经降为零，实现了零电压开通。在开关管S2关断之前，电压为零，实现了零电压关断。

图21 开关管S1的电压和电流波形 Fig.21 Voltage and current waveforms of S1

图22 开关管S2的电压和电流波形 Fig.22 Voltage and current waveforms of S2

图23为谐振电容C2与辅助电感L3的谐振过程，当电流自然过零时，使器件关断，当电压为零时，使器件开通，降低了损耗。

图23 C2两端电压与L3的电流波形 Fig.23 Voltage waveforms of C2 and current waveforms of L3

4 结论

本文对零电压转换交错并联型的boost PFC 变换器的工作原理，对电路工作时的各个模态进行了详细的分析。交错并联技术使该变换器输入输出电流的纹波减小了，降低了EMI 滤波器的设计要求。提高了功率密度。软开关的引入降低了开关管的开关损耗和二极管的反向恢复损耗。提高了变换器的效率。并利用PSpice 软件对电路进行了仿真分析。通过对仿真波形的分析验证了该电路的有效性和正确性。

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