一种交错并联高升压BOOST变换器

汪 洋，罗全明，支树播，周雒维

（输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室(重庆大学电气工程学院)，重庆 400044）

0 引言

随着日益突出的资源和环境问题，新能源的开发和利用越来越受到人们的重视。但是新能源发电中的光伏电池、燃料电池、蓄电池等的输出电压较低，甚至低于48 V，而针对220 V交流电网，半桥、全桥并网逆变器的输入一般为直流760 V和380 V，如何实现高增益升压变换是可再生能源并网发电系统中需解决的主要问题之一[1-7]。

理论上，基本BOOST变换器可以通过调整占空比D得到高于输入电压的任意输出电压值。但在实际工程应用中，存在如下问题：① 开关管和二极管的电压、电流应力大；② 开关损耗、二极管反向恢复损耗大，导致变换效率低；③ dv/dt大，导致EMI严重；④ 抗输入电压扰动能力及动态性能差；⑤ 在大功率场合下，由于寄生参数的影响，升压比峰值一般在6以下[8]。基于上述原因，研究高增益变换拓扑是很有必要的[9-10]。

要实现高增益，可以采用隔离型变换器，如推挽、正激、反激变换器等，不仅能调节占空比D，还能调整变压器的匝数比来得到较高的输出电压。但是变压器会由于自身的漏感引起一系列问题，如开关电压过冲、EMI等，而且在体积要求较小及效率要求较高的场合下，隔离型变换器也难以满足要求。对于非隔离型变换器，级联BOOST变换器可以提高升压比，但是主电路的控制相对复杂，而且保持级联BOOST变换器稳定工作也相对困难[11]。交错并联型 BOOST变换器[12-13]具有电路结构简单、输入电流纹波小，热应力分布均匀等优点，在实际中得到大量应用，但其升压比与BOOST变换器并没有得到提高，不适合用于高升压场合，为此，文献[14]在交错并联BOOST变换器的基础上，通过采用耦合电感提高升压比，但其开关管占空比必须小于0.5，限制了升压比的进一步提高。

为了利用交错并联变换器的优点[15-18]，并且实现高升压变换，本文研究了一种交错并联高升压BOOST变换器，首先从基本BOOST变换器的开关电感三端网络出发，通过在其三条支路串入合适极性的电压源来提高电压增益，得到三种高增益开关电感三端网络，通过对开关电压应力的分析，确定了最优的高增益开关电感三端网络，然后基于拓扑组合研究了电路实现方案。在此基础上，分析了所提出的交错并联高增益 BOOST变换器的工作原理，对其性能进行了详细分析，进行了实验研究。

1 高增益开关电感三端网络

如何提高升压变换器的增益呢？试想加入一个电压源Vc，分别将其串联在有源开关S、二极管D、电感 L组成的开关电感三端网络中 3个不同支路中，如图1所示。

采用图1所示的高增益开关电感三端网络所得到的高增益BOOST变换器的电压增益分别为

图1 高增益开关电感三端网络Fig. 1 High step-up three-terminal switch-inductor network

其中：uin为a、b端的电压差值；uc为电压源Vc的电压大小。由以上可知，M(D)a、M(D)b、M(D)c均大于 M(D)，即能提高升压比，在 uc、uin、D 相同且 D<0.5时，M(D)a>M(D)b>M(D)c，而在 uc、uin、D相同且D>0.5时，M(D)a>M(D)c>M(D)b。值得注意的是，在使用高增益BOOST变换器的场合，由于输出电压高，导致开关器件电压应力大，因此分析高增益开关电感三端网络中开关器件的电压应力十分重要。可以看出，在输出电压uo相同的情况下，与基本BOOST变换器相比，采用图1(a)所示的高增益开关电感三端网络对有源开关S及二极管D的电压应力没有影响，采用图1(b)所示的高增益开关电感三端网络可以降低有源开关S及二极管D的电压应力，而采用图1(c)所示的高增益开关电感三端网络导致有源开关S及二极管D的电压应力增加。对于图1(b)所示的高增益开关电感三端网络，电压源Vc的存在一方面可以提高电压增益，同时可以降低开关器件的电压应力，比较而言，它是一种更优的高增益开关电感三端网络。

图1(b)中的电压源Vc如何实现呢？当电容电压纹波相对于平均值很小时，可以等效为电压源，因此考虑把电压源Vc用一个大容量电容Cc替代，但由于二极管D的单向导电性，导致电容Cc一直放电，因此必须增加一条支路引入电流ic为Cc提供充电电流，如图2(a)所示。ic通过另外一个高增益开关电感三端网络引入，如图2(b)所示，最后得到图2(c)所示的本文介绍的新型交错并联高升压BOOST变换器拓扑。

图2 基于拓扑组合的交错并联高增益开关电感三端网络的实现Fig. 2 Realization of the interleavd high step-up three-terminal switch-inductor network based on topology combination

2 工作原理

根据图2(c)所示开关电感三端网络的交错并联高升压BOOST变换器，在分析其工作原理之前作如下假设：① 电容CM1=CM2，且Co、CM1、CM2足够大，两端电压保持不变。② 电感L1与L2相等且足够大，流过的电流连续；③ 所有器件都是理想器件，不考虑寄生参数等的影响。有源开关S1、S2采用交错控制策略，由于开关占空比D>0.5和D<0.5时变换器的开关状态有所区别，下面分别对这两种情况进行分析。

2.1 D>0.5

D>0.5时，在一个开关周期Ts内变换器有4个开关状态，其稳态工作的主要波形如图3所示，各开关状态的等效电路如图4所示。

下面就电路工作的一个周期内不同的四个阶段来分析此电路的工作状态。

状态1：t0~t1时刻，开关管S1开通，S2仍处于开通状态，此时的等效电路图如图4(a)所示，电感L1、L2储存能量，电容 CM1、CM2无能量传递。状态1持续到t1时刻，此时状态2开始。

图3 D>0.5时在一个开关周期Ts内的主要波形Fig. 3 Main waveforms in one switching period Ts when D>0.5

图4 D>0.5时的等效电路Fig. 4 Equivalent circuit when D>0.5

状态2：t1~t2时刻，开关管S2关断，S1仍处于开通状态，此时的等效电路图如图4(b)所示，电感L1储存能量，电感 L2释放能量，电容 CM1充电，CM2放电。此状态持续到t2时刻，此时状态3开始。

状态3：t2~t3时刻，开关管S2重新开通，而 S1仍处于开通状态，此时电路工作状态同状态 1；直到t3时刻S1再次关断，S2重新开通，进入状态4。

状态4：t3~t4时刻，开关管S1关断，S2重新开通，此时的等效电路图如图4(c)所示，电感L2储存能量，电感L1释放能量，电容CM2充电，CM1放电。此状态持续到开关管 S1重新开通，此时新周期开始。

根据电感伏秒平衡原理，可得

根据电容安秒平衡原理，可得

2.2 D<0.5

D<0.5时，在一个开关周期Ts内变换器有4个开关状态，如表 1所示。变换器工作于状态 1、3时的等效电路分别同图4(b)、图4(c)，状态2、4的等效电路图如图5所示。

表1 D<0.5时的开关状态表Table 1 States of the switches when D<0.5

图5 D<0.5时开关状态2、4的等效电路Fig. 5 Equivalent circuit of the secondamp; fourth switch state when D<0.5

下面就电路工作的一个周期内不同的四个阶段来分析此电路的工作状态。

阶段1：开关管S1开通，S2仍处于关断状态，此时的等效电路图如图4(b)所示，电感L1储存能量，电感L2释放能量，电容CM1充电，CM2放电。此阶段持续到S1被关断，此时阶段2开始。

阶段2：开关管S1被关断，S2仍处于关断状态，此时的等效电路图如图5所示，电感L1、L2电流分别通过电容CM1与二极管Ds1串联支路和电容CM2与二极管Ds2串联支路续流，2个电容放电。此阶段持续到开关管S2开通，此时阶段3开始。

阶段3：开关管S2开通，S1仍处于关断状态，此时的等效电路图如图4(c)所示，电感L2储存能量，电感L1释放能量，电容CM2充电，CM1放电。此阶段持续到开关管S2被关断，此时阶段4开始。

阶段4：开关管S2被关断，S1仍处于关断状态，此时的等效电路图如图5所示，工作状态同阶段2。此阶段持续到开关管S1开通，此时进入电路的下一个周期。

根据电感伏秒平衡和电容安秒平衡原理，可得

由于在实际工程中，一般升压比M(D)>4时才考虑采用高升压BOOST变换器，由以上分析可知，此时工作占空比D>0.5，因此下面主要分析占空比D>0.5时变换器的性能。

3 性能研究

3.1 电压增益M

由以上分析可知

3.2 电压应力

由以上分析可知，开关管S1、 S2及二极管DS1、DS2所承受的电压应力uvpS1、uvpS2、uvpDs1、uvpDs2为

二极管 DM1、DM2所承受的电压应力 uvpDM1、uvpDM2为

由式(5)、式(6)可知，uc为输出电压uo的1/2，因此有源开关S1、S2及二极管DS1、DS2所承受的电压应力均为输出电压uo的1/2，而二极管DM1、DM2所承受的电压应力就是输出电压uo。

3.3 电流应力

根据以上对电路工作状态的分析，可得开关管S1、S2的电流应力 IS1rms、IS2rms为

二极管 DS1、DS2、DM1、DM2的电流应力 IDS1rms、IDS2rms、IDM1rms、IDM2rms为

3.4 无源器件的设计

电感的设计方法同传统BOOST变换器。

其中，ΔIl为输入电流纹波

其中，ΔUC为电容电压纹波。

4 拓扑推广

实际上，通过增加串并联单元的个数，可以得到本拓扑的推广形式，如图6所示。

图6 拓扑推广形式Fig. 6 Extension of topology

图6 中，串联单元为m个，并联单元为n个。

变换器的升压比为

各二极管和开关管上的电压应力为

其中：i=1,2,…,m；j=1,2,…, n。

电流应力为

5 实验研究

实验参数如下：输入电压 uin=24 V，占空比D=0.7，输出电压uo=160 V，输出功率po=512 W，电感 L1=L2=92 μH，电容CM1=CM2=4.7 μF，输出电容Co=1 000 μF，开关频率fs=40 kHz，有源开关S1、S2均选用 IRF640PBF，二极管 DS1、DS2、DM1、DM2均选用MUR1660。图7(a)为开关管S1、S2两端电压uS1、uS2波形，占空比为0.7，电压应力为输出电压uo的一半。图7(b)为二极管DS1两端电压uds1波形，电压应力为输出电压uo的一半。图7(c)为二极管DM1两端电压udM1波形，电压应力等于输出电压uo。图7(d)为输入电流 iin、电感电流 il1、il2波形，其平均值相等且为输入电流的一半。图7(e)为输入电压uin和输出电压uo的波形，升压比达到了6.6，是传统型交错并联BOOST变换器的2倍。

图7 实验结果Fig. 7 Experimental results

6 结论

为提高基本BOOST变换器的电压增益，本文从开关电感三端网络出发，通过在其三条支路串入合适极性的电压源，得到三种高增益开关电感三端网络，再通过对开关电压应力的分析，确定了最优高增益开关电感三端网络并研究了电路实现方案，得到了一种基于拓扑组合的高增益BOOST变换器。在此基础上，分析了其在D>0.5及D<0.5时的工作原理，并对D>0.5时变换器的性能进行了详细分析，并提出了一种拓扑推广形式，最后进行了实验研究，结果表明，所提出的变换器在开关占空比D>0.5时具有如下特点：①电压增益为基本BOOST变换器的两倍；②变换器中两BOOST单元可实现自动均流，有利于散热设计，与交错并联BOOST变换器相比，不需均流控制，控制电路简单；③有源开关的电压应力减为输出电压的一半，即为基本BOOST变换器的一半。

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