直流电源SPWM级联式多电平高压变频器的建模与仿真

李东野

东南大学软件学院，南京 210096

直流电源SPWM级联式多电平高压变频器的建模与仿真

李东野

东南大学软件学院，南京 210096

阐述了直流电源SPWM级联式多电平逆变器工作原理，并应用于高压变频器的逆变部分，介绍了其建模和仿真过程，并与传统2H桥级联式变频器进行比较。仿真结果表明直流电源SPWM级联式多电平高压变频器具有输入功率因数高，输出波形稳定、谐波污染和损耗小、所用电力电子器件数量少的优点。

直流电源；SPWM级联；多电平逆变器；高压变频器；仿真

引言

变频器的调速性能和节能作用非常理想，其中高压变频器作为一种高效的节能手段一直是变频器研究领域的热点。目前已得到广泛应用的高压变频器逆变部分多采用2H桥级联式多电平逆变器，如美国罗宾康公司的完美无谐波变频器，日本三菱电机公司的PMT-F500HV变频器，日本东芝公司的TOSVERT-MV变频器。文献[4]中提出的直流电源SPWM级联式逆变器是一种新型级联式多电平逆变器，该型多电平逆变器中心思想是将级联叠加与SPWM控制从逆变器移到直流电源上，对直流电源进行SPWM控制和级联叠加。在相同市电电网输入整流电路、相同控制方式、相同输出电压波形和输出电压表示式的条件下，与2H桥级联式多电平逆变器相比，所用开关器件减少，等效开关次数降低，可使逆变开关工作在ZVS状态而选择低频开关器件GTO或SCR作开关，从而使高压变频器具有体积小、质量轻、效率高以及成本低的特点。随着电力电子技术的发展和自动化程度的提高，使系统中许多计算和控制问题变得复杂，基于安全和经济的角度考虑，通过运用系统仿真是必要、合理的，本文通过MATLAB软件对应用此类新型级联式多电平逆变器的变频器建模和仿真，并对仿真结果进行比较分析。

1 原理介绍

文献[4]中提出的直流电源SPWM级联式逆变电路，其级联叠加的条件为：

①N个独立直流电源的电压必须相等；

②独立直流电压级联叠加的控制应采用载波三角波移相SPWM控制以保证控制开关S1-Sn流过相同的功率；

③SPWM控制只在叠加控制开关上实现，逆变开关上不进行SPWM控制；

④独立直流电源的个数为N=(m-1)/2，m为电平数。

以五个独立直流电源SPWM级联为例，电路由五个独立SPWM直流电源级联叠加电路与一个全桥同步式逆变器构成。其主电路如图1所示。

图2 控制电路原理图

控制方式采用单极性载波三角波移相SPWM控制，可对逆变器进行调压并有利于改善输出电压波形，控制电路如图2所示。5个直流电源Udco1-Udco5分别对应载波三角波Uc1-Uc5；Uc1-Uc5依次超前72°。5个载波三角波共用一个经过全波整流的正弦电压作为调制波Us，使它们的输出电压具有相同的基波，这样做有利于级联叠加。当开关Sn（n=1,2，…，5）开通，对应的叠加二极管Dn反偏而关断，所控制的直流电源被接入输出电路。控制开关可部分开通，也可全部开通。哪个开通，哪个开关锁对应的叠加二极管就关断，哪个对应的独立直流电源就被接入输出电路，级联叠加后的输出电压Ua就输出哪个独立直流电源的电压；相反，哪个控制开关不开通，与此对应的独立直流电源就不能接入输出电路，级联叠加后的输出电压Ua中就不输出哪个独立直流电源的电压。例如S1的开通由Us>Uc1的部分产生SPWM脉冲控制，S1导通时相应的独立直流电源Ud1被接入输出电路。反之，关断由Us

图3 变频器电位叠加原理

高压变频器输入整流电路采用30相二极管整流电路方案，此方案可使29次以下的输入电流谐波明显减小。移相变压器具有15个二次绕组，采用延边三角形连接，分为5个不同的相位组，每个相位相互差120°，从而形成30脉波的二极管整流电路。这种电路输入电流中仅含30K±1次谐波，理论上30脉波的整流电路可以将29次以下的谐波都消除，从而可以提高输入的功率因数。在输出相电压中，将消除5F±1次以下的谐波（F为SPWM调制的载波比），以及m=5以下的载波谐波和其上、下边频。当F=ωc/ωs=20时，在输出相电压中将消除20×5±1=100±1次以下的谐波。逆变部分中的每一相均采用上述直流电源SPWM级联式逆变电路。因为每相中只有一个全桥逆变电路，考虑到开关器件的耐压等级，选择线电压输出为3kv的变频器为研究和仿真对象。更高电压等级的变频器可以通过N×N’的独立直流电源SPWM级联式逆变电路实现，即将N个直流电源级联，经逆变电路后，串联或并联N’个相同单元，实现更高电压或电流等级的输出。电网电压经过移相变压器降压、整流后给逆变电路供电。对于额定输出电压为3kV的变频器，每一相由5个额定电压为347V的电源串联，之后接逆变电路组成，输出相电压1735V，对应的输出线电压可达3kV，如图3所示。输出线电压3kV的变频器主电路结构由图1中相位相差120°的三相电路组成。

图1 单相直流电压SPWM级联逆变电路

图4 直流电源SPWM级联式变频器仿真模型

2 仿真研究

使用SIMULINK对直流电源SPWM级联式变频器系统建模，模型主要包括控制电路、逆变电路和整流电路。

2.1 逆变电路控制脉冲模型

变频器逆变部分采用单极性载波三角波移相SPWM控制。单极性载波三角波由repeating sequence模块产生，通过改变模块中的时间、幅值参数来调节三角波的频率。当调制波幅值大于载波三角波幅值时，输出1，反之输出0，用此方法产生的脉冲控制单极性载波三角波对应的控制开关的通断。单极性载波三角波Uc1-Uc5依次超前72°。三角波依次命名为三角波1（初始相位为0°），三角波2（初始相位为72°），三角波3（初始相位为144°），三角波4（初始相位为216°），三角波5（初始相位为288°）。

2.2 单相电路模型

输入采用三相交流电压源，线电压380V。单相电路中包含了整流和逆变部分。

整流部分由移相变压器，整流电路组成。三相电源首先经过移相变压器，整流后为逆变电路提供电源。变压器使得每一个逆变电路的电源隔离而相互独立，减少了逆变电路中直流电源间的影响。移相变压器依次超前24°、12°、0°，滞后12°，24°。将此电路命名并封装为30相整流子系统。

逆变部分中S1-S5为SPWM控制开关，S6-S9为同步逆变开关，均选用适用于高频的IGBT，D1-D5为二极管，分别与S1-S5对应并且通断恰与其相反。但在载波比较大时，需要D1-D5通断频率很高，即要求D1-D5的导通和关断时间很短，此时二极管的开通与关断时间不能满足通断要求，影响波形，这种情况下需采用IGBT，即S10-S14分别对应D1-D5，其门极信号分别与S1-S5的门极信号互补。三角波载波1-5分别给S1-S5的门极发出SPWM脉冲，互补信号分别送到S10-S14的门极。将此电路命名并封装为A相逆变子系统。直流电源SPWM级联式逆变器所用开关器件比相同数量级联的2H桥逆变器少了6个，如在较低载波比时，即使用二极管时，则减少了11个。随着IGBT使用数量的减少，工作于SPWM控制的开关减少，开关次数降低，损耗降低，有助于节约能源，表现了该型电路的节能优势。

将封装好的整流部分和逆变部分连接组成单相电路。

2.3 三相3kv变频器模型

将封装好的单相模型，分别接入相位相差120°的调制波信号，即A相0°，B相-120°，C相120°。单极性载波三角波频率设为1000Hz，正弦调制波的频率设为50Hz，设置载波比F为20，三角波幅值设为1，正弦调制波的幅值设为1，m=1。变频器模型如图4所示。

2.4 与2H桥级联式变频器的比较

图5 直流电源SPWM级联式变频器线电压

对搭建好的模型进行仿真，得到直流电源SPWM级联式变频器的线电压输出波形如图5所示,线电压由21电平组成。在相同输入下，每相均采用5个2H桥级联且同样采用单极性载波三角波移相SPWM控制方式的级联式变频器进行建模和仿真，线电压输出波形如图6所示。

运用FFT analysis Tool对两个线电压输出波形进行谐波分析，结果表明直流电源SPWM级联式变频器输出线电压波形稳态时非常接近正弦波，与应用广泛的2H桥级联式变频器输出线电压波形可以达到同一等级，且谐波含量低，并且直流电源SPWM级联式变频器中逆变部分比2H桥级联式变频器逆变部分所用的开关器件更少，因此等效总开关次数更低，损耗更小，成本更低，节能效果更好。

图6 H桥级联式变频器线电压

3 结语

本文阐述了直流电源SPWM级联式逆变器的原理以及使用该逆变器的3kv高压变频器建模过程及仿真结果。仿真结果表明直流电源SPWM级联式多电平变频器输出线电压波形接近正弦波，且电压谐波含量低，比采用2H桥级联式逆变器的变频器使用的开关器件更少，更节能，成本更低。仿真过程和结果分析对直流电源SPWM级联式多电平逆变器的推广、应用以及、高压变频器的研究和开发有一定的参考价值。

[1]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2009.5

[2]刘凤君.多电平逆变技术及其应用[M].北京：机械工业出版社，2007.1

[3]张浩，续明进，杨梅.高压大功率交流变频调速技术[M].北京：机械工业出版社，2006.7

[4]刘凤君.直流电源PWM级联与多电平逆变器的技术改革[J].电源技术应用，2008，11(4)

[5]樊伟.级联式高压变频器的研究[D].哈尔滨：哈尔滨理工大学，2011.3

Modeling and Simulation of DC Power Supply SPWM Cascaded Multi-Level High Voltage Converter

Li Dongye
Institute of Software Engineering，Southeast University，Nanjing 210096，China

The basic principle of the DC power supply PWM cascaded multi-level inverter is introduced，the process of simulating and model constructing of the DC power supply PWM cascaded multi-level high voltage converter are recommended．The results of simulation show that the DC power supply PWM cascaded multi-level high voltage converter has the advantage for the characteristics of high input power factor，good output wave，little harmonic pollution and loss and fewer power electronic devices.

PC power supply；SPWM cascaded；multi-level；high voltage converter；simulation

10.3969/j.issn.1001-8972.2013.07.056

李东野（1987.02-）.男，在读硕士研究生，东南大学软件学院，软件工程专业。