一种新颖的三电平中点电压平衡控制策略

龚博，程善美，秦忆

（华中科技大学 控制科学与工程系，湖北 武汉 430074）

1 引言

滤波电容，所以中点电压不平衡是三电平逆变器必须要解决的问题［1-5］。文献［6］中提出了采用SVPWM调制方法的中点电压平衡控制方案，该方案主要是通过重新分配小矢量的作用时间来平衡中点电压，但是采用SVPWM方法算法复杂，运算量大。文献［7］提出了一种通过加入零序分与传统的两电平逆变器相比，二极管钳位式（neutral-point-clamping，NPC）三电平逆变器具有对开关器件耐压等级要求低、等效开关频率高、输出波形谐波小的优点，因此在中高压大功率变换电路中得到广泛的应用。但是中点电压平衡问题是其固有的突出问题。中点电压的不平衡将会提高输出电压的谐波，而且还会损坏开关器件和量来维持三电平中点电压平衡的控制策略，该策略不需要功率因数角，但是零序分量的计算需要三相参考电压，输出电流，直流母线电容电压以及电容值，大量的参数使零序分量的计算变得复杂，同时也增加了成本。本文提出了一种基于载波变幅的SPWM中点电压平衡控制方案，只需采样中点电压，通过改变上下载波的幅值，来实现中点电压的平衡，因此该方法具有算法简单，实现容易的优点。仿真结果表明，该方法具有良好的中点电压平衡能力。

2 三电平SPWM控制方案

三电平逆变器拓扑结构如图1所示。每相输出有P，O，N3种状态。以A相为例，当Sa1，Sa2开通，Sa3，Sa4关断时，UAO＝Udc／2，用状态 P 表示；当Sa2，Sa3开通，Sa1，Sa4关断时，UAO＝0，用状态O 表示；当Sa3，Sa4开通，Sa1，Sa2关断时，UAO＝－Udc／2，用状态 N 表示。开关管Sa1，Sa3的控制信号互补，开关管Sa2，Sa4的控制信号互补，因此在1个桥臂中只需要产生2个独立的开关控制信号，其他2路信号可以取反得到。

图1 三电平逆变器结构示意图Fig.1 Three－level NPC inverter structure diagram

Sa1，Sa2，Sa3和Sa4的控制信号是由相同的调制波，分别和上下2个载波进行比较得到的。如果调制波的幅值大于上面载波的幅值，则对应的开关管Sa1开通，Sa3关断，反之则Sa1关断，Sa3开通。如果调制波的幅值大于下面载波的幅值，则对应的开关管Sa2开通，Sa4关断，反之则Sa2关断，Sa4开通。

3 基于载波的中点电压控制方法

三电平SPWM控制方法如图2所示。

图2 三电平SPWM控制方法Fig.2 Scheme for SPWM of three－level NPC inverter

图2中，uj（j＝a，b，c）为三相调制波，假定载波的幅值标幺处理后为1，那么上下载波可以表示为

式中：utri1为上面载波；utri2为下面载波；T为载波周期；rem为求余函数。

将载波周期作为单位量，如图3所示，在一个载波周期内a，b，c三相O状态分别作用的占空比djo可表示为

图3 O状态作用的占空比Fig.3 The time ratio of the Ostate

如图4所示，基于载波变幅SPWM方法主要是保持上下载波的周期不变，改变其幅值，令K为其幅值的改变系数，－1≤K≤1，则h＝K×m为幅值改变量，m为调制系数，0≤m≤1。取上面载波幅值变大时，幅值改变量为正。改变后的载波可以表示为

图4 基于载波变幅SPWM方案Fig.4 Scheme for amplitude－scaled SPWM

当载波发生变化时，h为上下移动的距离，如图5所示。

图5 O状态作用的占空比Fig.5 The time ratio of the Ostate for amplitude－scaled SPWM

当uj≥－h时，如图5a所示，O状态作用的占空比djo可表示为

当uj＜－h时，如图5b所示，O状态作用的占空比可表示为

则O状态作用的占空比变为

一个载波周期内流出中点的平均电流为

式中：ij（j＝a，b，c）为三相负载电流。该电流引起的上下电容电压变化为

当io＝0时，dUC＝0，中点电压平衡，否则在一个载波周期内中点电压会出现偏移。

假设负载电流保持不变，则载波发生变化，以A相为例，调制波相位取－arcsin（h）＋k×π（k＝0，1，2…）时，调制波的值为－h。因此在一个调制波周期［－arcsin（h），2π－arcsin（h）］内dUC的变化量为

令dUca，dUcb，dUcc分别为一个调制波周期内A，B，C 三相引起的不平衡量，则dUca，dUcb，dUcc的表达式分别为

根据对称性可得：

式中：Im为电流幅值；φ为功率因数角。于是有：

令Im／C为单位量，并且取cosφ＝0.8时，dUC，K，m关系如图6所示。

图6 dUC，K，m关系示意图Fig.6 Relationship of dUC，K，m

4 仿真结果与分析

在Matlab中对该控制策略进行仿真。当初始状态中点电压发生偏移时，通过本文提出的方法对中点电压进行闭环控制，仿真中直流母线电压为540V，中点电压给定值为270V，载波周期为1kHz，采用滞环控制方法，负载为阻感负载，R＝30Ω，L＝66mH。

电容电压控制效果如图7所示，开始时中点电压发生偏移，在0.6s时加入中点电压控制，当m不同时，中点电压都可以很快稳定在270V，可见该方法对中点电压有很好的控制作用。图7a、图7b中m＝0.4，h分别为0.2和0.3，图7c、图7d中m＝0.9，h分别为0.2和0.3，可以看出在相同调制度下增加调节量可以使中点电压较快的进入平衡状态。

图7 电容电压控制波形Fig.7 Capacitor voltage waveforms using neutral point control scheme

图8给出了在m＝0.9，h＝0.3，电感为100 mH时，电容电压控制波形。由图8和图7d可以得到功率因数对中点电压控制的影响，在同样的调制度和幅值改变量下，当负载电感增加时，功率因数减小，所以调节作用减小调节时间增长，同样当负载电感减小时，功率因数增加，所以调节作用增强调节时间减少。

图8 L＝100mH时，电容电压控制波形Fig.8 Capacitor voltage waveforms when L＝100mH

5 结论

本文在分析载波幅值对中点电压平衡的影响基础上，研究了载波幅值与中点电压平衡关系，提出了一种基于载波变幅的SPWM三电平中点电压平衡控制策略。该方法仅需要采样中点电压，而不需要其他的电流和功率因数等信息，通过保持调制波不变，调整上下载波的幅值来维持中点电压平衡，而对系统其他的性能没有影响，具有算法简单，实现方便的优点。仿真结果证明了该控制策略的可行性和有效性。

［1］Pereira I，Martins A.Neutral－point Voltage Balancing in Three－phase NPC Converters Using Multicarrier PWM Control［C］∥International Conference on Power Engineering，Energy and Electrical Drives，2009：570－574.

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［7］Song Qiang，Liu Wenhua，Yu Qingguang，et al.A Neutralpoint Potential Balancing Algorithm for Three－level NPC Inverters Using Analytically Injected Zero－sequence Voltage［C］∥The Eighteenth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，2003：228－233.