基于移相控制的软开关臭氧电源＊

孟志强，司 超，陈燕东

（湖南大学 电气与信息工程学院，湖南 长沙 410082）

本文针对一种新型软开关电路拓扑结构[1－2］，采用TMS320F28335作为电源控制器，使用IPM模块作为开关器件，试制了一台160g/h的臭氧发生器样机.通过主电路工作模态分析，探讨了软开关实现的原理，提出了一种基于移相角调节的臭氧发生管端电压闭环控制和逆变器输出电流的频率跟踪控制策略.实验结果证明，该臭氧发生器运行稳定可靠.

1 臭氧电源软开关拓扑及其模态分析

臭氧电源拓扑结构如图1所示.VB为单相整流桥，L0和C0构成滤波电路，保持负载电流连续和防止电压电流过冲.Q1～Q4构成单相全桥逆变电路，产生高频交流方波电压.Cd，Cg，Uz代表臭氧发生管的等效电路，Ls为谐振电感，用于补偿臭氧发生管的容性，使电源运行于准谐振状态，在样机中代表高频变压器HF－T的漏感.

图1中电容C和IGBTQ5，Q6构成母线软开关电路.通过控制Q5，Q6的通断，使C参与主电路的谐振而完成充放电，实现全部开关器件的零电压/零电流切换（ZVS/ZCS软开关）.

IGBTQ1～Q6的驱动信号Pi（i＝1～6）的时序如图2所示.Q1～Q4运行于常规全桥逆变状态，上下桥臂间存在死区时间td用于防止直通.在电源的正半周期，Q5和Q1，Q4同时导通（tC），电源E向负载供电；在tD时刻Q5关断，电源E停止向负载供电，电容C的端电压从E开始快速放电到0；其后任意tE时刻均可关断Q1和Q4，当负载谐振反向后，Ls对C充电，并使C的端电压达到并被钳位为E，正半周期结束.在tF时刻，Q6和Q2，Q3同时导通，进入电源的负半周期.Q1和Q3的死区时间td＝tC－tB，Q2和Q6的延迟时间ts＝tB－tA，Q5和Q6的延迟时间tm＝tC－tA.

图1 主电路拓扑结构Fig.1 The main circuit topology

图2 开关管时序图Fig.2 IGBT switches timing sequences diagram

臭氧电源电路一般工作在感性准谐振状态，有6个模态[2］，各模态的工作波形和等效电路分别如图3和图4所示，图中U（Qi）为IGBTQi的端电压，i（Qi）为流过IGBTQi的电流，i＝1～6.i（g1），i（g2）分别为臭氧发生管的充电电流与放电电流，Uc为电容C的端电压.

在模态0[t0～t1］中，Q1，Q4和Q5零电压开通（ZVS），Cd和Cg处于充电状态.

在模态1[t1～t2］的t1时刻，发生管气隙电压被充电到放电起始电压值，开始放电.

图3 主电路模态分析Fig.3 Modes analysis of the main circuit

在模态2[t2～t3］的t2时刻，Q5零电压关断，电源E停止供电，电容C放电，其端电压可近似为：

设Δt32为C放电到0，即模态2的持续时间，有

在模态3[t3～t4］中，Ls的储能分别由Q1，D2和Q4，D3续流，使C的端电压钳位为0.

在模态4[t4～t5］的t4时刻，可成功实现Q1，Q4的ZVS关断.Ls的电磁能量通过D2，D3对电容C充电.为了保障负半周期各个IGBT的软开关，Ls的能量应能使C被充电到E.由能量守恒定理，设Δt54为C的充电时间，有

在模态5[t5～t6］的t5时刻，C的端电压被电源钳位为E，由E，D5，D6，D2，D3形成续流回路，实现Ls储能的回馈.模态5中的任何时刻均可实现Q2，Q3，Q6的零电压零电流ZVS/ZCS开通，电路进入负半周期运行.

图4 模态等效电路Fig.4 Equivalent circuit of each mode

显然，各模态的时间非常重要.从上述分析可以得到实现软开关的时序条件为：

2 系统控制策略与实现

臭氧发生装置为一非线性容性负载，且等效参数与气体流量、发生器温度等因素有关.需采用电压PI闭环控制[3］、PSPWM 移相调制[4－6］和数字锁相环（DPLL）[7－8］来保障开关器件的软开关和系统的稳定运行.

2.1 PSPWM移相控制

臭氧电源采用如图5所示的移相控制策略实现功率调节及系统的闭环控制.移相控制的具体方法为：以Q1，Q3为固定桥臂；Q2，Q4，Q5，Q6为移相桥臂，通过改变移相角α即可实现移相调节.为了保证逆变器输出电压u0和负载电流相位的一致，由LEM的霍尔电流传感器LTS15－NP检测逆变器输出电流i0，在其过零点，产生移相桥臂开关管的驱动信号.

图5 移相控制波形Fig.5 The waveform of phase－shift control

2.2 电压PI闭环控制

臭氧电源控制系统采用了电压闭环、电流限流的控制策略，电压闭环采用数字增量式PI控制算法[3］.增量式PI控制器每次输出控制量的增量，误动作时影响小，容易获得较好的控制效果.增量式PI控制算法为：

式中：kP为 比例系 数；kI为积 分系数

由增量式PI表达式可得控制参量uK的值为：

根据式（6）和式（7）得到当前移相角αK与控制变量 ΔuK的关系，αK值限制在[0，150°］之内.

2.3 锁相环实现频率跟踪

逆变器输出电流i0经信号调理和过零比较电路整形为矩形波，利用DSP的捕获单元捕获其相邻两个上升沿计算周期T0（n）；通过捕获上升沿中断和ePWM2的比较中断，可以得到逆变器输出电流和臭氧发生管端电压的相位差θ（n）.为使频率和相位跟踪平稳可靠，采用一阶平滑滤波算法并设定了相位修正系数，表述为：

式中：T0（n）为DSP捕获单元捕获到的逆变器输出电流i0的周期；Tm（n）为频率修正后的周期；T为频率修正和相位修正后的周期；θ（n）为臭氧发生管端电压uL和i0的相位差；A为滤波参数；B为相位修正系数（0＜A＜1，0＜B＜1）.

当频率变化较大时，因修正周期和相位的速度较慢，会造成频率跟踪效果不理想.因此，可以只进行频率修正；当频率变化较小时，可以采用频率和相位同时修正的方式.进行频率相位同时修正的临界条件为：，其中T0为指定数.

2.4 控制系统设计与驱动脉冲生成

160g/h氧气型臭氧发生器控制系统框图如图6所示，由DSP控制器TMS320F28335、故障检测与保护电路、模拟量检测电路、驱动电路和触摸屏构成.

DSP生成6路IPM驱动脉冲信号，经信号调理及隔离后控制IPM各开关管的通断.通过实时检测直流电压Ud，直流电流Id，发生管端电压uL，逆变器输出电流i0，频率f等参数，经过闭环控制及数字锁相环等算法实现系统的可靠运行.

图6 控制系统框图Fig.6 The block diagram of the control system

TMS320F28335的ePWM模块可产生多达18路PWM输出.文中使用互补的ePWM1，ePWM2和ePWM3，采用时钟同步的方式将各个独立的PWM通道链接成一个系统.P1～P4是常规的H桥驱动信号，采用增/减计数模式，根据系统主频和分频系数设定周期值TBPRD＝period，设置其中点为比较值即CMPA＝CMPB＝period/2；根据死区td计算公式得到DBFED＝DBRED＝td；当比较事件发生时，控制信号的电平翻转，并设置正确的死区控制方式，即可实现4路带有一定死区的互补驱动信号.

Q5，Q6驱动信号的产生有2种方式：一是根据死区时间td以及Q5，Q6延迟时间tm确定ePWM3的2个比较值CMP3A和CMP3B，通过比较事件实现时序的控制.另一种方法是先移相一定的角度ts，然后通过死区控制的方式实现，此时死区设定值DBFED＝DBRED＝tm.文中采用了第1种控制方法，其实现过程如图7所示.

图7 IPM驱动脉冲Fig.7 The drive pulse waveform of IPM

根据图2所示的开关管时序，ePWM1A，eP－WM1B，ePWM2A，ePWM2B分别控制Q1，Q3，Q2，Q44个开关管；ePWM3A，ePWM3B分别控制Q5，Q62个开关管.

3 实验结果及分析

图8为逆变器在不同移相角时输出电压波形，幅值约为300V，调节移相角可以调节系统的功率.图9中iL为臭氧发生管电流，有效值为0.72A，对应 逆变器输出电流5.04A（图10）；uL为发生管端电压，实际有效值为4 243V.图10为逆变器输出电压和电流波形图，实现了负载频率自动跟踪.

图8 逆变器在不同移相角时输出电压波形Fig.8 Output voltage waveforms of Inverter with different phase angle

图9 臭氧发生管端电压和负载电流波形Fig.9 Ozone tube voltage and current waveforms

图10 逆变器输出电压和电流波形Fig.10 Inverter output voltage and current waveforms

4 结 论

本文研究基于直流母线开关和谐振电容实现软开关技术的一种新型臭氧发生电路，并设计了一台160g/h的臭氧发生器，系统采用了电压PI闭环、电流限流的控制策略、通过移相调节实现了臭氧产量的连续可调；通过数字锁相环实现了负载频率跟踪，保障了臭氧浓度.现场试验结果表明：系统长期运行稳定可靠.该软开关电路拓扑结构和控制策略，对于进一步提高臭氧发生器的频率、功率密度以及臭氧产量具有重要的工程实践价值.

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