采用交变脉冲电源单元的隔离型多输入直流变换器

刘福鑫 阮 洁 阮新波 杨东升 李 艳

（南京航空航天大学自动化学院电气工程系 南京 210016）

1 引言

在多种新能源联合供电系统中，常规的系统架构是采用多个单输入直流变换器连接各个输入源，所有单输入直流变换器的输出并联于公共直流母线后向负载传递能量，该结构形式复杂，且成本较高。为了简化系统结构、降低成本，可采用单个多输入直流变换器（Multiple Input Converter，MIC）取代原有的多个单输入直流变换器。MIC 将多个输入源和单个负载连接在一起，输入源的幅值、特性可以相同，也可以不同。在一个开关周期内，多输入源可分别或同时向负载供电，从而提高系统的灵活性，实现能源的优先利用，并且降低系统成本。

根据输入源供电方式的不同，MIC 可分为两种类型：分时供电MIC 和同时供电MIC。分时供电MIC 在一个开关周期内，任一时刻只有一种输入源向负载供电，它具有电路结构简单、易于扩展等优点；缺点是能源利用率不高。同时供电MIC 在一个开关周期内的多个输入源，既可以独立向负载供电，也可以串联向负载供电，因而能够提高能源利用率，且控制十分灵活。

近年来，基于上述两种MIC 类型衍生出多种MIC 电路拓扑。文献[1-5]将多个电压源串联开关管后并联在一起生成MIC 电路，此类电路拓扑结构决定了各个输入源只能分时工作，属于分时供电MIC。文献[6]将多个直流电压源串联，通过在每个电压源旁并联旁路支路的方法生成MIC 电路拓扑，此类电路拓扑结构简单、控制灵活，可实现同时供电。文献[7-9]系统总结了MIC的生成方法，提出了脉冲电源单元（Pulsating Source Cell,PSC）的概念，归纳了PSC的组合规则，进而推导出一系列MIC 电路拓扑。文献[10,11]将多个电流型全桥单元通过一个多一次侧/单二次侧的变压器连接在一起，采用有效的控制策略也可实现同时供电，但该电路结构较复杂，元器件多；文献[7]将PSC的概念推广，推导出多种隔离型MIC 电路拓扑，并给出简化电路，但简化前电路结构相对复杂，增加简化难度。

本文提出采用交变脉冲电源单元（Alternative Pulsating Source Cell,APSC）构建隔离型MIC的方法，首先提出APSC的概念，进而根据APSC 组合规则生成基本隔离型MIC，最后对电路进行进一步简化和扩展。采用本文方法推导的隔离型MIC 具有结构更简单、控制易实现以及方便扩展等优点，此外还可以实现输入输出电气隔离，非常适用于中大功率新能源联合供电系统。本文将系统讨论采用APSC 构建隔离型MIC的方法，并以双输入半桥三电平&全桥变换器为例，讨论其工作原理和控制策略，最后通过一台1kW的原理样机对所提出的理论和方法进行实验验证。

2 交变脉冲电源单元

交变脉冲电源单元是在隔离型脉冲单元的基础上去掉整流电路和变压器后形成的单元结构。根据电源性质不同，交变脉冲电源单元又可分为交变脉冲电压源单元（Alternative Pulsating Voltage Source Cell,APVSC）和交变脉冲电流源单元（Alternative Pulsating Current Source Cell,APCSC），其输出分别是脉宽可调的交变脉冲电压和电流。

2.1 交变脉冲电压源单元

APVSC 由一个电压源和两个桥臂组成，图 1给出了半桥、全桥和半桥三电平APVSC的电路结构。以全桥APVSC 为例，当V1和V4同时导通时，APVSC 输出电压为Uin；当V2和V3同时导通时，APVSC 输出电压为-Uin；当V1（V3）和V2（V4）同时导通时，APVSC 输出电压为零。因此在一个开关周期内，APVSC的输出为脉宽调制的双极性电压波形。

图1 交变脉冲电压源单元电路图Fig.1 Circuit configuration of APVSC

2.2 交变脉冲电流源单元

与APVSC 类似，APCSC 由一个电流源和两个桥臂组成，其中电流源可由电压源与大电感串联得到。图2 给出了Boost 半桥和Boost 全桥APCSC的电路结构。通过控制开关时序可在APCSC的输出端得到脉宽调制的双极性电流波形。

图2 交变脉冲电流源单元电路图Fig.2 Circuit configuration of APCSC

2.3 交变脉冲电源单元组合规则

根据拓扑学的基本约束条件，可以归纳出APSC的组合规则：①将多个相同或不同的APVSC串联组合，等效为单个APVSC；②将多个相同或不同的APCSC 并联组合，等效为单个APCSC。

3 隔离型MIC 拓扑生成方法

3.1 构建基本隔离型MIC

将按组合规则2.3 节中①与②生成的组合单元输出端直接与变压器、整流电路和输出滤波器相连即可推导出基本隔离型MIC 电路拓扑，相应的电路拓扑分为电压型和电流型两类。下面以双输入为例，介绍几种典型的隔离型双输入直流变换器（Double Input Converter,DIC）。

图3 给出了由组合规则①推导出的几种电压型DIC 电路拓扑，其中图3a 是将两个全桥APVSC 串联生成的双输入全桥变换器；图3b 是半桥三电平APVSC 和全桥APVSC 串联生成的双输入半桥三电平&全桥变换器；图3c 是两个半桥三电平APVSC串联生成的双输入半桥三电平变换器。

图3 电压型DIC 电路拓扑Fig.3 Topologies of voltage-fed DIC

图4 给出了由组合规则②推导出的两种电流型DIC 电路拓扑，其中图 4a 是将两个 Boost 半桥APCSC 并联生成的双输入Boost 半桥变换器；图4b是将两个 Boost 全桥 APCSC 并联生成的双输入Boost 全桥变换器。

图4 电流型DIC 电路拓扑Fig.4 Topologies of current-fed DIC

在上述生成的基本隔离型DIC 电路拓扑中，两个输入源既可以单独向负载供电，也可以串联（并联）同时向负载供电，控制十分灵活。与文献[7]中的电路拓扑相比，具有结构简单、元器件少等优点。但是电路中开关管数量仍较多，因此需要对其进一步简化。

3.2 基本隔离型MIC的控制策略

在MIC 中，由于存在多个输入源及开关管，因此存在多个控制自由度。MIC的控制策略需要实现两个功能：①控制输出电压稳定；②优化多个输入源的功率分配。以双输入直流变换器为例，可以通过控制其中一路的占空比控制输出电压恒定，通过控制另一路的占空比控制该路源的输入功率，例如在氢光联合供电系统中，通过控制太阳电池该路的占空比可实现太阳电池的最大功率跟踪。

基本隔离型MIC的开关管较多，因此蕴涵多种开关方式。根据MIC的电路特点，所采用的控制策略需满足以下条件：①变换器既可以实现多个输入源，同时向负载供电，又可实现某个输入源单独向负载供电，这是MIC 变换器的基本功能；②在每路APSC 脉宽固定的前提下，变换器应能实现最大功率传输，即在一个开关周期内，传递到负载的功率值最大；③存在简化电路的可能性。

条件①是比较容易满足的。以电压型DIC 为例，变压器一次电压为各个APVSC的输出电压之和。由于每路APVSC 均可独立地调节脉宽，因此当所有APVSC的脉宽大于零时，即可实现多个输入源同时向负载供电；而当某路APSC的脉宽减小至零时，另一路APSC 则可以单独向负载供电。电流型DIC 亦如此。

在满足条件①的前提下，两路APSC的输出之间可以引入移相角θ，其中0≤θ≤π。以图3a 中电压型DIC 为例，图5 给出当θ不同时每路APVSC的输出电压uAB、uCD以及变压器一次电压upri的波形，uAB超前于uCD，其中D1与D2分别为两路APVSC的占空比，Uin1与Uin2为两路输入源的电压，图中假设D2＜D1＜1，Uin1=Uin2。

图5 电压型DIC 主要波形图Fig.5 Key waveforms of voltage-fed DIC

由图5a 和图5b 可知，当0≤θ＜π（1-D2）时，变压器一次电压为两路APVSC的输出电压之和，两路输入源共同向负载提供能量；在图5c 中，当θ＞π(1-D2)时，由于uAB与uCD在阴影处电压极性相反，两路输入源电压正负抵消，因此变压器一次电压波形面积小于前两种情况，此时显然不满足条件②。为实现最大功率传输，需保证uAB与uCD之间的移相角满足 0≤θ＜π(1-Di)[i=1,2，Di=max(D1,D2)]。考虑到变换器起动时，APVSC的脉宽为最大值π，因此为在任意脉宽条件下满足条件②，θ取值应为零。对于电流型DIC 也同样如此。同理，当扩展到多个输入源时，也应当保证各个APSC 输出之间的移相角为零。

3.3 简化基本隔离型MIC

根据上文的分析，此时得到的控制策略已满足条件①和②，但是否满足条件③尚不清楚，因此需要进一步分析其开关时序寻找简化电路的可能性。图6a 和图6b 分别给出电压型双输入全桥变换器和电流型双输入Boost 全桥变换器的开关时序图。

在双输入全桥变换器中，参照图6a，每个全桥单元均采用移相控制。1#全桥单元中，V1和V2组成超前桥臂，V3和V4组成滞后桥臂。2#全桥单元中，V5和V6组成超前桥臂，V7和V8组成滞后桥臂，每个桥臂的两只开关管之间存在死区时间。由图 6a可知，当两个单元之间的移相角为零时，开关管V4和V7、V3和V8的开关时序完全相同，这就为简化电路提供了可能性。为方便分析，图7a 将图3a 中电路变换形式后重绘于此，且省掉整流滤波电路。不难发现，当V4和V7导通时，电流从V4和V7支路中流通，V3和V8支路中没有电流；V3和V8导 通时情况恰好相反，因此可将图7a 等效变换为图7b。又由于V3和V8、V4和V7的类型、连接方式与开关时序均相同，所以可以将V3和V8、V4和V7分别合并为一只开关管，从而将V7和V8省去，简化后的电路如图7c 所示。简化后保持原有的控制策略不变，同时省去一对开关管，电路形式更加简洁。上述方法可作为电压型DIC的通用简化方法。

图6 基本隔离型双输入变换器开关时序图Fig.6 Switching sequence of basic isolated DIC

图7 电压型双输入全桥变换器的简化Fig.7 Simplification of voltage-fed double input full-bridge converter

在双输入Boost 全桥变换器中，参照图6b，每个Boost 全桥单元采用移相控制方式。1#Boost 全桥单元中，V1和V2组成超前桥臂，V3和V4组成滞后桥臂；2#Boost 全桥单元中，V5和V6组成超前桥臂，V7和V8组成滞后桥臂，每个桥臂的两个开关管之间存在同时导通时间。由图6b 可知，V3和V7、V4和V8的开关时序完全相同，考虑是否可以共用。图8a 将图6b 变换形式后重绘于此，当V3和V7同时导通时，电流流经V3和V7之后分流至两路输入源，V4和V8支路中没有电流；V4和V8导通时情况恰好相反，因此可将图8a 电路等效变换为图8b。又由于V3和V7、V4和V8的类型、连接方式与开关时序均相同，所以可以将V3和V7、V4和V8分别合并为一只开关管，从而将V7和V8省去，简化后的电路如图8c 所示，简化后的电路保持原有的控制策略不变。上述方法可作为电流型DIC的通用简化方法。

图8 电流型双输入Boost 全桥变换器的简化Fig.8 Simplification of current-fed double input full-bridge converter

3.4 DIC 向MIC的扩展

当系统中含有多个输入源时，可采用多个APSC 构成多输入直流变换器，电路的推导与简化方法与DIC 完全相同。图9 给出了采用全桥单元和Boost 全桥单元构建的N个输入直流变换器，每相邻的两个单元共用一对开关管，N个单元可以节省2(N－1)只开关管。通过选择合理的控制策略，变换器可以实现1，2，3，…，N个输入源任意组合情况下的功率传递。

图9 N 输入直流变换器电路结构图Fig.9 Circuit configurations of N input dc/dc converter

4 应用举例—双输入半桥三电平&全桥变换器

不同类型的MIC 电路适用于不同的应用场合，尤其当输入源的电压幅值不同时，需要选择合适的MIC。如当输入源幅值差别较小时，可采用相同类型APSC 生成的MIC；而当输入源的电压幅值差别较大时，则不宜采用上述MIC。这是由于变压器的电压比根据低压输入源设计，当电压较高的输入源单独供电时，该路占空比相对较小，因此该路输入源利用率不高，此外输出滤波电感电流纹波也较大，变换器难以优化设计。此时可采用由不同输入电压利用率的APSC 生成的MIC，例如半桥单元输入电压利用率为全桥单元的一半，此时可将半桥单元与高压输入源连接，全桥单元与低压输入源连接，从而使两路单元的占空比均匀分配。双输入半桥三电平&全桥变换器同样适用于两路输入源幅值差别较大的场合，同时半桥三电平单元还可降低开关管的电压应力。本文以该变换器为例，简要介绍其工作原理和能量管理策略。

双输入半桥三电平&全桥变换器的推导过程如图10 所示，图10b 为简化后的变换器。半桥三电平单元由1#输入源Vin1、分压电容Cd1和Cd2、开关管V1～V4、续流二极管VDf1和VDf2、飞跨电容Css与变压器Tr组成，全桥单元由2#输入源Vin2、开关管V3～V6与变压器Tr组成。两路APVSC 单元均采用移相控制方式，通过调节桥臂之间的移相角调节单元的占空比，其中V1和V4、V5和V6分别为半桥三电平单元和全桥单元的超前桥臂，V2和V3为两个单元公用滞后桥臂。

本文采用主从控制方式分配两路输入源的输入功率，其中1#输入源作为主供电设备，2#输入源作为辅助供电设备。实际应用中，根据负载的变化变换器存在两种工作模式：①当输出功率大于某设定值（如40%额定输出功率）时，通过调节半桥三电平单元的占空比控制1#源的输入电流，进而控制1#源的输入功率，调节全桥单元的占空比控制输出电压，此时变换器工作在双路源供电模式；②当输出功率小于该设定值时，全桥单元的占空比将减小至零，2#源不提供功率，通过调节半桥三电平单元的占空比控制输出电压，此时变换器工作在单路源供电模式。

图10 双输入半桥三电平&全桥变换器的简化图Fig.10 Simplification of double input half-bridge three-level & full-bridge converter

5 实验验证

为了验证该变换器的工作原理，在实验室完成了一台1kW的样机，实验所用数据为：输入电压：Uin1=360～440V，Uin2=180～220V；输出电压：Uo=48V；输出电流：Io=21A；1#输入电流参考值：1A（提供 40%的额定输出功率）；变压器电压比：K=12:4；谐振电感：Lr=7.9µH；输出滤波电感：Lf=35µH；输出滤波电容：Cf=470µF；开关管V1～V6：IXTH26N60P（26A/600V）；整流二极管VDR1～VDR4：DESI60-03A(30A/600V)；开关频率：fs=100kHz。

图11 给出了Uin1=400V、Uin2=200V 时一次电压uAB、一次电流ip和二次整流电压urect的实验波形。图11a 为Io=21A 时的实验波形，此时变换器工作在双路源供电模式，uAB为两路APVSC的输出电压之和；图11b 为Io=7A 时的实验波形，此时变换器工作在单路源供电模式，如图11 所示。全桥单元的脉宽为零，仅1#源向负载提供能量。

图11 变压器一次电压、一次电流与二次整流电压波形Fig.11 Experimental waveforms of uAB,ip and urect

图12 给出了Uin1=400V、Uin2=200V、Io=21A时V1、V2和V5的驱动电压uGS、漏源电压uDS与漏极电流iD波形。图12 表明在双路源供电模式下，所有开关管均实现 ZVS，它们的电压应力分别为Uin1/2、Uin2和Uin1/2+Uin2，与理论分析一致。图13给出了Uin1=400V、Uin2=200V、Io=7A 时的波形，此时V1与V5仍可以实现ZVS，而V2为硬开通，并存在由VD2反向恢复引起的电流尖峰。

图12 开关管驱动电压、漏源极电压与漏极电流波形（Io=21A）Fig.12 Experimental waveforms of uGS,uDS and iD（Io=21A）

图13 开关管驱动电压、漏源极电压与 漏极电流波形（Io=7A）Fig.13 Experimental waveforms of uGS,uDS and iD（Io=7A）

由上述实验结果可知，采用本文方法生成的双输入半桥三电平&全桥变换器具有如下优点：

（1）采用合适的能量管理策略，变换器可以工作在双路源供电和单路源供电两种模式，实现MIC电路的基本功能，进而验证了本文方法的有效性。

（2）同双输入全桥变换器一样，可采用双移相控制方式，开关管可以实现ZVS。

（3）与双输入全桥变换器相比，半桥三电平单元降低了高压输入源的电压利用率，使两路单元占空比均匀分配。虽然增加了两只续流二极管，但降低了该单元开关管的电压应力，适用于两路输入源电压幅值差别较大的场合。

6 结论

针对新能源联合供电系统，本文提出一种新的构建隔离型多输入直流变换器的方法。

（1）提出交变脉冲电源单元的概念，在此基础上，通过单元的串并联组合生成基本隔离型多输入变换器。

（2）根据多输入变换器的特点确定基本隔离型多输入变换器的控制策略。

（3）分析控制策略并依此对基本隔离型变换器进行简化。

采用该方法推导出的隔离型多输入变换器具有拓扑结构简单、元器件数量少、控制灵活和易于扩展等优点，非常适用于多能源联合供电系统。本文以双输入半桥三电平&全桥变换器为例，简要介绍了该变换器的工作原理和能量管理策略，并通过一个1kW的样机验证了理论分析的正确性。

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