一种适合国标DTMB系统的载波恢复新方法

(南京工程学院 通信工程学院，南京 211167)

1 引 言

在数字通信系统中，发射机与接收机之间的频率偏差会使接收信号产生缓慢的频率漂移。特别是对由许多正交子载波组成的OFDM信号来说，子信道带宽远小于整个带宽，频偏引起载波间干扰(ICI)，破坏OFDM信号不同子载波间的正交性，从而一个小的频偏会导致很大的性能降低。为了正确解调信号，必须有一个很好的频率同步方案。中国数字电视地面传输标准(以下简称DTMB)[1]采用了单、多载波两种调制方式，并且为了保证不同环境下的灵活性，规定了3种长度不同、特性不一的帧头模式。对于DTMB接收机载波恢复算法而言，一方面，为了降低接收端的实现复杂度，算法应兼容不同的发送制式；另一方面，为了保证性能，算法应充分利用不同制式的特点。这方面的研究已广泛展开，如文献[2]中提出利用本地PN与接收数据相关进行载波恢复的算法(Corr-AFC)，以及文献[3]中提出的本地二次相关算法。文献[2-3]的载波恢复方案都适合单、多载波模式，但没有充分利用各种帧头模式的不同特点，而且，这两种算法都存在可估计频偏范围较小的缺点。文献[4]提出的扫频结合CFE算法虽然能够估计大范围的频偏，但其粗偏估计精度较低，导致之后的细频偏估计比较复杂。

本文给出一种适合DTMB标准不同帧模式的多模载波恢复算法，算法分为粗频偏调整、自控扫频和精频偏估计3个主要阶段，即先利用PN的时域特性进行粗频偏调整，然后用变步长扫频进行剩余大频偏的估计，定时同步之后再利用PN进行细偏估计。

2 国标DTMB简介

国标DTMB数据传输的最基本单位为信号帧，225个信号帧定义为一个帧群，480个帧群定义为一个超帧。信号帧的同步头采用了伪随机序列填充，起到保护间隔的作用，同时可以用作已知训练序列用以同步、信道估计等。DTMB规定了3种不同的帧模式，分别为PN420、PN595和PN945。如图1所示，PN420(Ng=420)由一个前同步(N1=82)、一个PN255序列(Np=255)和一个后同步(N2=83)构成，前同步和后同步定义为PN255序列的循环扩展，帧体由固定的长度为Nb=3 780的数据和系统信息组成。PN945的结构与PN420类似，但Ng=945，N1=182，Np=511，N2=183。PN595帧头数据中没有前后同步序列，只是由长度为1 023的m序列的前595个码片得到。

图1 DTMB帧结构(PN420)Fig.1 Frame structure of DTMB (PN420)

PN595模式下，每个超帧中各信号帧的帧头采用相同的PN序列，Ng=595。而对PN420和PN945模式而言，每个信号帧的帧头采用不同相位的PN420信号作为信号帧识别符，对应于每个超帧中的225个信号帧。在载波恢复前需要进行帧头相位捕获，由于该模块对载波恢复方案没有影响，为简化分析，本文假定系统工作在PN420和PN945模式时帧头相位已经同步。

3 载波恢复方法

3.1 传统的载波恢复方法

一种传统的载波恢复算法如图2所示。由于开始可能存在较大的频率偏差，根据接收机对纠频偏范围的要求，先在[-300 kHz,300 kHz]范围内扫频，使剩余频偏ε<8 kHz；利用前后帧头，经非相干NAFC消除其中较大频偏，此时，ε<800 Hz；数据经定时恢复锁定后进一步通过相关CAFC消除剩余频偏，利用自适应带宽控制，最终ε<30 Hz。

图2 传统的载波恢复算法Fig.2 A conventional carrier recovery algorithm

上述算法在多数情况下工作良好，但仔细分析会发现存在如下问题：

(1) NAFC算法在定时恢复前完成，应对定时偏差不敏感。但由于其利用前后帧头相关，间隔Ng+Nb较长，其抗定时误差的能力有限；

(2)扫频算法起始点的不同对扫频剩余频偏有很大影响，进而影响到整个同步环路的收敛速度；

(3)收敛速度和算法的带宽设置有很大关系，为了保证各种情况下细偏纠正后剩余频偏很小，需要较为复杂的环路带宽控制算法；

(4)送入均衡器的纠偏后帧数据可能存在任意剩余相偏。

3.2 新的载波恢复方法

针对上述问题，本节提出了一种大频偏快速估计方法，如图3所示。

图3 本文提出的载波恢复算法Fig.3 Carrier recovery algorithm proposed in this paper

方法描述如下：

第一步，利用PN的时域循环特性进行粗频偏调整，使得频偏位于扫频点附近。

第二步，采用自动终止的扫频进行剩余大频偏的估计，由于频偏几乎等于其中的一个扫频点，扫频精度很高，剩余频偏ε<30 Hz。特别地，针对PN595模式，采用变步长扫频加快收敛速度。

第三步，定时同步之后再利用PN的时域循环特性进行细偏估计，消除残余的小频偏，由于输入剩余频偏已经很小，其环路带宽不必自适应变化，减少了环路控制。

第四步，考虑到细频偏纠正是基于帧的，因此送入均衡的数据可能存在任意的相偏，必须在判决前纠正。本文提出了一种基于PN相关的相偏估计方法，可以完全利用帧同步的相关结果进行判定，并克服相位π模糊问题。

均衡后的数据星座仍然存在小的相位抖动，当调制方式较高时对性能影响较大。本方案基于判决算法，利用部分可靠数据以及系统信息实现相位跟踪。为了便于说明，定义r(k)为接收单倍采样信号，该信号含有频偏、定时误差、多径干扰等信息。

rk=skej[2πΔfTsk/(1+eppm)+θ]+n(k)

(1)

式中，Δf为载波频偏，单位为Hz；eppm是定时偏差；θ为相位偏差；Ts为采样速率；sk表示发送信号采样序列。

定义pk为发送的已知PN序列采样；m表示本地PN与接收PN之间由于初始相位不同而引起的循环间隔，如果相位固定，则m=0。

3.2.1粗频偏调整

对PN595，利用前后相邻两帧的帧头相关来估计调整粗偏，即：

(2)

(3)

式中，arg·表示取相角运算。可见，eppm=0时，估计粗偏调整量最大为Δf1max=1/TsNg+Nb=1.728 kHz

对于PN420和PN945，帧头的后半部分为前半部分的搬移，可利用其部分相关计算频偏调整量：

(4)

则估计的调整粗偏为

(5)

同理，无定时误差时的估计粗偏调整量最大为Δf1max=1/TsNp。即PN420模式下，Δf1max=29.647 kHz，PN945模式下Δf1max=14.794 kHz。

当频偏Δf≤Δf1max时，根据式(3)或式(5)可准确估计；当频偏Δf>Δf1max，接收数据在经过粗偏调整后，剩余频偏应为kΔf1max，k为某一整数。注意到式(3)和式(5)含有定时偏ε，会对粗偏精度造成一定的影响。当定时偏差为1.5×10-4时，PN595模式下的最大误差仅为864×1.5/10 000≈0.13 Hz，PN420和PN945模式下的最大误差分别为4.45 Hz和2.22 Hz。因此，定时误差对粗偏调整算法的影响可以完全忽略。

3.2.2自动控制扫频

(6)

式中，

于是，扫频频率可以表示为

(7)

特别地，对于PN595模式，适合采用变步长扫频：首先采用10Δfmax即17.28 kHz的步长进行扫频，当Δf′-Δf<10Δfmax时，Γ2(k)得到最大值；然后继续在[Δf′-10Δfmax,Δf′+10Δfmax]以Δfmax为步长搜索21次。

3.2.3细频偏调整

接收数据经粗频偏调整以及扫频后，需要进行定时恢复消除定时误差。定时恢复完成后通过细载波恢复进一步降低剩余频偏。细载波恢复采用本地PN与接收序列直接相关后经低通滤波提取残余频偏的方法，原理同文献[5]，本节不作详述。需要指出的是，由于此时输入数据的频偏已经很小，对模式PN420和PN945而言，该模块可以省略；对PN595而言，除了较小的噪声等引起的残余偏差外，还可能存在dΔf1max的扫频偏差(d一般为+1/-1)，需要进行细载波恢复进一步消除残余频偏。对PN595，算法的环路带宽初值也可以设置得较小，省去了自适应环路带宽控制部分。

4 计算机仿真

本节通过仿真说明本文提出的粗偏调整结合扫频的算法性能。仿真结果如图4和图5所示。

图4 AWGN信道下算法的跟踪曲线(SNR=0 dB)Fig.4 Frequency tracking curves under AWGN channel(SNR=0 dB)

图4说明算法在极低信噪比(0 dB)下仍然正常工作，说明了算法具有好的抗噪声能力。比较图5(a)和(b)可见，当定时偏差存在时，环路的收敛速度没有发生变化，只是收敛存在一定误差，但该误差非常小。Brazil C信道且5 kHz定时偏差时，图5(b)表明3种PN序列时的误差都小于40 Hz，如此小的剩余频偏很容易通过定时后的精频偏估计模块纠正。由于剩余频偏小，因此精频偏估计模块的环路带宽可以设置较小，从而可以提高整个环路的估计精度。

(a)SNR=5 dB，200 kHz，无定时偏差

(b)SNR=5 dB，200 kHz,5 kHz定时偏差(约1.65×10-4)图5 Brazil C信道下算法的跟踪曲线Fig.5 Frequency tracking curves under Brazil C channel

5 结 论

本文提出的新的载波恢复实现结构，结合了预频偏纠正和扫频，其复杂度较低。分析结果表明：在恶劣Brazil系列多径模型以及信噪比为0 dB的信道环境下，算法的估计误差仍小于40 Hz。同时，算法抗定时偏差能力强，定时偏差高至1.5×10-4时仍可以正常工作，表明所提出算法非常适合DTMB系统中的应用。

参考文献：

[1] GB-20600-2006,数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制[S].

GB-20600-2006,Framing Structure, Channel Coding and Modulation for Digital Television Terrestrial Broadcasting System[S].(in Chinese)

[2] ZHANG W, GUAN Y, LIANG W, et al. An introduction of the Chinese DTTB standard and analysis of the PN595 working modes[J]. IEEE Transactions on Broadcasting, 2007, 53(1): 8-13.

[3] ZHENG Z W, YANG Z X, PAN C Y, et al. Novel Synchronization for TDS-OFDM Based Digital Television Terrestrial Broadcast Systems [J]. IEEE Transactions on Broadcasting, 2004, 50(2):148-153.

[4] ZHENG Z W. Robust timing recovery for TDS-OFDM-based digital television terrestrial broadcast systems[J]. IEEE Transactions on Consumer Electronics, 2006, 52(3):750-756.

[5] Tufvesson F, Edfors O, Faulkner M. Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles[C]//Proceedings of the 50th IEEE Vehicular Technology Conference.Amsterdam,Netherlands:IEEE,1999:2203-2207.