射频功率放大器设计新方法

王 远， 吴秀龙

（安徽大学 电子信息工程学院，安徽 合肥 230039）

射频微波功率放大器是固态发射机的关键部件，广泛应用于雷达、广播电台和无线通信基站等设备中。射频微波功率放大器由功率管加外围的偏置匹配电路构成。市场上的射频微波功率管在某些频率点存在不稳定性，设计不当可能在这些频率点发生振荡甚至由此而导致管子烧毁。随着功率管非线性模型的不断完善，利用CAD技术对功率管的稳定性进行全面分析找出不稳定频率点［1－2］，然 后 通 过 附 加 RLC 网 络［3－5］或 负 反馈［6－7］改善这些频率点的稳定性已经成为最通用的设计方法，但该方法常常是要以牺牲增益与输出功率为代价的。

本文以稳定圆为理论基础，提出了一种新的CAD仿真设计方法，其设计流程为：① 用CAD软件分析出器件全频段的稳定性；② 设计偏置电路使频外的稳定性提高；③ 设计匹配电路使终端阻抗避开不稳定区。该方法利用偏置来提高稳定性，省去附加的稳定网络，使电路结构得到简化，保证了电路的稳定性，最大限度地提高了功率增益与输出功率。

为了演示这种方法，本文依照这种设计流程，利用ADS仿真软件对Cree公司提供的Cree24060器件非线性模型进行了仿真，并得到了很好的仿真结果。

1 新方法的理论依据

1.1 稳定与潜在不稳定

一个射频微波功率管可以视为一个二端口网络，用线性S参数来表示这个二端口网络，如图1所示。如果同时满足 （1）式与 （2）式，则二端口网稳定［8］，否则为潜在不稳定。其中K1称为稳定因子。

图1 二端口S参数表示的功率管

1.2 稳定圆理论

当一个二端口潜在不稳定时，发生振荡一般有如下情况：① 源终端阻抗不匹配，导致输出反射系数的模｜γOUT｜＞1；② 负载终端阻抗不匹配，导致输入反射系数的模｜γIN｜＞1。

分析第1种情况，需要找出是哪些源终端阻抗使得｜γOUT｜＞1。首先作为稳定与不稳定的临界条件是（3）式，即｜γOUT｜＝1，解（3）式得到源终端ΓS在施密特图上为一圆［9］，可称该圆为源稳定圆，如图2所示，其圆心CS的计算公式为（4）式，半径RS为（5）式。然后判断圆内还是圆外稳定，因为50Ω的源终端阻抗对应｜γOUT｜就是本文仿真得到的｜S22｜，所以可以通过先看｜S22｜是否小于1判断50Ω的源终端阻抗是否稳定，再从施密特图上看50Ω的源终端阻抗落在稳定圆的内部还是外部，则可判断圆内还是圆外稳定［10］。还可算出稳定圆边界到施密特图中心的最短距离［11］。通过设计源极匹配电路使源极50Ω外接终端经过匹配电路后避开那些不稳定阻抗，就可避免第1种振荡情况。第2种不稳定的情况，通过相应的分析可以得到负载稳定圆的圆心CL与半径RL，然后分析出不稳定的负载终端阻抗，再通过输出阻抗匹配避开这些不稳定阻抗。

图2 源与负载稳定圆在施密特图上的表示

1.3 基于稳定圆的新方法

基于Nyquist准则［12］可判断功率放大器是否能稳定振荡，但由于很难得到射频微波放大器电路转换函数的闭合形式，所以一般无法运用Nyquist准则。基于小信号的线性模型分析虽然不能判断是否会持续振荡，但能判断是否会起振，而且由于模型简单，所以被广泛应用。

基于稳定圆的设计流程，首先进行全面的稳定性分析，接着在不损失功率管带内增益与输出功率的前提下通过偏置电路的合理设计，尽可能地提高使用频带外各点的稳定性。对于射频微波放大器，它们的偏置电路常通过一段1／4波长的微带线匹配电路相连。由于1／4波长的微带线的隔离作用，即使是通过加入有耗网络来提高带外某些点的稳定性，也几乎不会影响到带内特性。最后，在带内或带外剩余的潜在不稳定处调节输入输出匹配电路结构，使得外接50Ω源终端与负载终端经过匹配电路后变换到一个处在稳定区域的阻抗。

2 设计实例

运用介绍的新设计方法，利用ADS软件对宽禁带SiC器件Cree24060功率管进行仿真。该管的稳定性较差，则更能体现新方法的优点。该管的技术文档上给出可用在2.4GHz以下，AB类工作时，小信号增益为13dB，1dB压缩点的输出功率为50W。选择在2.1～2.3GHz的工作带宽上对该器件进行仿真，这个频带是S波段雷达常用的波段。

2.1 偏置稳定前后的稳定性

将该功率管偏置在AB类工作状态，静态漏极电流按技术文档为2A，对应的栅压为－7V，漏极电压是48V。其进行偏置稳定前的稳定因子如图3a所示，进行偏置电路设计后的稳定因子如图3b所示，可见功率管几乎是全频段存在潜在不稳定。通过在偏置电路中加入电阻以增大对无用的低频带外信号的损耗，大幅度提高了低频稳定性。从图3b中可以看到，经过偏置电路的设计电路从全频带不稳定变化到200MHz以下稳定。偏置电路的版图如图4所示，所用的衬底材料是Rogers4003基板，板厚0.5mm。

图3 加稳定偏置前后稳定性

图4 加偏置并与输入输出匹配后的版图

2.2 确定源与负载阻抗

经过偏置稳定后，200MHz以上还是存在潜在不稳定的。对加偏置后的电路用ADS进行仿真，得到了中心频率2.2GHz处的源与负载稳定圆，如图5所示。此时的｜S11｜、｜S22｜皆小于1，所以施密特图中心即50Ω的负载阻抗与源阻抗是稳定的，且由于50Ω在源与负载稳定圆外面，进而可以知道源与负载稳定圆内是不稳定区域。

图5 源与负载牵引结果

确定最佳源阻抗与负载阻抗采用ADS对器件的非线性模型进行源牵引与负载牵引，是在没有负载牵引设备情况下最准确的方法。在牵引时不能选择落入不稳定区域的阻抗，如果做负载牵引时把增益与效率曲线也附加上去，则是在效率、增益、功率、稳定性四者之间均衡，如图5b所示。从源与负载牵引的结果可以得出2.2GHz时取源阻抗ZS＝（3.66－j10.2）Ω，负载ZL＝（7.6－j6.73）Ω时，可以得到输出Pdel＝100W的功率，因为所用负载牵引是1dB压缩点负载牵引法，所以得到的是1dB压缩点输出功率，且有比较好的增益和附加效率。源阻抗与负载阻抗均在稳定区域，如图5所示。100W的1dB压缩点功率比该功率管技术文档给出的50W大了1倍，可见这种方法大大提高了输出功率。

2.3 匹配电路设计

将外接50Ω终端阻抗利用常规的微带加电容匹配转换到源牵引法与负载牵引法得到ZS与ZL。采用微带与电容是因为其损耗非常小，可以提高输出功率与增益。200MHz～2.4GHz为输入输出匹配后的电路如图6所示。因为在200MHz以下的频率电路已经稳定，在2.2GHz处输入输出阻抗也已经避开了不稳定区域，功率管的最高使用频率只有2.4GHz，高于这个频率时可不用考虑，剩下的工作就是要检验在同一张施密特图中ZS与ZL是否都落在稳定区域。

图6 检验ZS与ZL在剩余频率点的稳定性

分析图6中源2.4GHz内除这2个区域以外输入输出阻抗ZS与ZL是否落在稳定的区域。对于源与负载，将200MHz～2.4GHz内每隔200MHz的稳定圆与阻抗分别放于负载稳定圆外稳定，所以在剩余的频率点上都是稳定的，再根据前面的分析，可以得出结论：虽然此功率放大器在某些区域是潜在不稳定的，但采用本文方法进行处理，已经避开了不稳定的区域，保证了最终外接50Ω的终端阻抗时，电路是全频段稳定的。

2.4 电路的其他特性仿真结果

通过仿真得出电路其他特性曲线如图7所示。从图7可以看到，采用上述方法，中心频率处得到了100W的1dB压缩点输出功率，且增益在11dB以上。虽然技术文档上给出器件在小信号时有13dB的增益，但输出100W时得到11dB以上的增益已经非常可观，因为提高功率常会使漏端失配，使得漏端反射系数增加而减小增益。

图7 功放的其他特性仿真结果

3 结束语

在设计射频微波功率放大器时，进行全面的稳定性研究非常重要，可以减少管子自激损害造成的损失。本文用偏置电路提高稳定性，从而将现有的稳定圆理论有效地运用到功放设计过程中，方法简单易行，能在全频段保证功率放大器的稳定，且通过实际仿真验证了该方法确实可以得到很高的增益和更大的输出功率，从而证明了这种方法的可行性与价值。

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