宽带数字信道化接收机部分信道重构技术

陈涛，岳玮，刘颜琼，司锡才

(哈尔滨工程大学信息与通信工程学院，黑龙江哈尔滨150001)

ESM(电子支援措施)系统中采用宽频带数字信道化技术，具有比传统的模拟接收机更大的优势.可将宽带中频信号分解为多个子带信号，减小信号处理带宽，可提高信号分选支路的灵敏度;可处理同时到达的信号，并具有子带划分灵活的特点［1-2］;利用宽频带数字信道化接收机所分解的多个子带信号，可完成测频、测相及脉内指纹分析.

文献［3-6］给出了基于均匀信道化接收机的动态重构方法，以适应输入信号带宽.基本思路是先采用均匀分析滤波器组对宽带中频信号进行分析滤波分解处理，再通过能量检测选取需要综合的子信道，设计相应的综合滤波器组，最后以对应的子信道分解信号为输入，利用相应的综合滤波器组重构输入信号.因此整个处理过程需要2步:先分解再重构，需要设计分析和综合2滤波器组［7］.同时该结构可以采用多相结构实现，具有运算量小、硬件复杂度低等优点.文献［3-4］主要面对的是通信系统中的应用，中频带宽内的各个子带信号在接收过程中虽然有时会发生动态变化，但一般信号的个数、带宽和位置分布是事先知道的.文献［5］应用到了ESM系统，在ESM系统中很难适应具有较大瞬时带宽的LPI雷达信号，往往将信号划分到不同的子带中去，从而不利于进行后续的信号处理;另一方面，如果增大子信道带宽，则会降低接收机的灵敏度.文献［3-5］中同时指出，为满足完全重建条件，需要分析滤波器的过渡带宽要窄，而不会出现子带间的混叠，同时给出了滤波器设计的优化方法.

在文献［5］的基础上，提出利用信道带宽内有效频率的方法对部分信道进行完全重建，以使得宽带数字接收机与LPI雷达信号瞬时带宽相匹配.此方法可以使得原型分析滤波器的过度带宽较宽，降低了原型滤波器的设计阶数和设计性能要求.

1 无混迭无盲区均匀宽带数字信道化接收机实现结构

设原型FIR滤波器的单位冲击响应是h0［n］={h［0］，…，h［N-1］}，滤波器长度为 N，即 0≤n≤N-1，则图1所示的第k个信道的带通滤波器为hk［n］=h0［n］ejωkn，其中 ωk=2πk/K，k=0，1，…，K-1，相应的频域响应为:Hk［ejω］=H0［ej(ω-ωk)］.

图1 第k个子带的数字下变频示意Fig.1 Digital down converter of the k sub-band

设K=FM，M为每个信道的抽取倍数，均匀滤波器组的多相滤波分量为 El(z)，则原型滤波器h0［n］的多相滤波结构为

当把M倍抽取器移到El(zK)之前，令F=K/M，得文献［8］抽取移前后信道化接收机结构图，如图3所示.

进一步分析，取 F=2，考虑到 e-jωkMn=，偶数信道不需要乘以任何因子，而奇数信道要乘以(-1)n.El(z2)相当于在原来每个支路的多相滤波器各值之间插一个0，IDFT可用IFFT快速算法来实现.得如图4所示的无混迭无盲区的信道化.可见在该结构中，系统的复杂度和数据速率大大降低，实时处理能力得到提高.

图2 均匀多相滤波器组结构Fig.2 Uniformpolyphase filter bank

图3 抽取移前后信道化接收机结构Fig.3 Channelized receiver structure with translater decimators

图4基于多相滤波的高效信道化结构可采用如图5所示的无混迭无盲区频带划分方式.处理带宽是信道通带带宽F倍，解决了混迭模糊问题.如果F=1，根据滤波器组抽取原理，此时虽然可以得到最大的抽取率，输出的数据率降到了最低，易于后端信号处理;但如果信号刚好处于2个信道的交界处，将很难准确判决信号位于哪个信道中，使得频率编码器的性能下降.因此当滤波器组采用50%交叠的方式时，信号的处理带宽必须大于信道带宽的两倍，否则将对后面的信号处理带来困难.

图4 高效数字信道化接收机结构(F=2)Fig.4 High efficient structure of channelized receiver(F=2)

图5 信道化的频带划分方式Fig.5 Filter bank magnitude response of channelized receiver

考虑到硬件FPGA实现时的资源问题(主要是原型滤波器的阶数和滤波器阻带衰减)，原型滤波器的过渡带不能做得太窄.选择相邻信道50%交叠的滤波器组，原型滤波器设计阶数相对减少.而每个信道为内插零后的滤波器，内插零对于运算中资源的耗费没有影响，且滤波器系数全为实数.

2 信号重建

图6给出了实现共Q路子信道信号重建的综合滤波器组.

这里G［n］为原型低通滤波器，用来抑制信号经L倍插值后产生的镜像.设

利用滤波器Ⅱ型多相分解，可以得到

令L=Q，并将L倍内插后移，上式变为

由此得到均匀Q路综合滤波器组的DFT形式的多相结构［9］.

图6 Q路子信道综合滤波器组Fig.6 Q sub-bands synthesis filter bank

3 动态信道化高效多相实现结构

将图3与图7结合，构成高效多相动态信道化实现结构，如图8所示.

图7 均匀DFT综合滤波器组的多相结构Fig.7 Polyphase structure of uniformsynthesis filter bank

3.1 信号重建中FFT点数确定

图7中当综合子信道个数φ为2的正整数次幂时，DFT可用FFT快速算法来实现，如图8所示.若信号落在分析滤波器的QSnn到QSnn+Pn-1连续共Pn(≤Mn)个子信道中，令长度为 Mn=2［lbPn］+1的序列［QSnn(z)，QSnn+1(z)，…，QPnn-1(z)，0，…，0］T作为综合滤波器组的输入，以满足FFT运算要求.可见在该结构中，系统的复杂度和数据速率大大降低，实时处理能力得到提高.

在卫星数据通信中，可以根据用户需要确定信道覆盖的子带个数Mn，抽取倍数M.在ESM系统中，可以根据对相邻子带信号的能量检测和信号的时间连续性检测原则，将相邻的子带归到同一个信道，确定信道覆盖的子带个数Mn，抽取倍数M.然后构造对应的综合模块，可配置FFT的点数，从而实现动态非均匀信道化.

3.2 信道检测与判别

按图5滤波器组采用50%交叠设计，相邻信道频响重叠会使一个输入信号同时落在2个相邻信道上，而产生虚假信号.文献［8，10］利用频率参数估计的方法进行信道判决.这里给出完整的信道判决实现过程，实现框图如图9所示.

图8 动态信道化高效多相实现结构Fig．8 High efficient polyphase structure of dynamical channelized receiver

1)CORDIC算法求得的第k个子信道的幅度Ak［n］，与阈值Vth比较，当大于门限时触发频率参数估计.

式中，fc为均匀信道化接收机每个子信道的信号处理带宽，fk为信道k的频率多点平均值.

4)瞬时相位 φk［n］被限制在了［-π，π］范围内，为了获得真实的相位φk［n］，需要进行相位解卷绕，解卷绕算法是在原相位基础上，根据相位后向差分，在瞬时相位 φk［n］加上一个修正序列 c［n］，初值 c［n］=0.

图9 信道化接收机测频与脉冲幅度判决流程Fig.9 Frequency measurement and pulse amplitude judgement block diagram

3.3 基于信道带宽内有效频率的子信道选择技术

均匀DFT滤波器组是不能完全重建的［9］，主要原因是为保证信号无盲区，则分析滤波器无法做到锐截止，因此存在交叠，同时由于综合滤波器也同样无法做到锐截止，因此对镜像信号的抑制无法做到100%.如文献［3］中，阻带衰减为98.04 dB的、满足完全重构条件的原型滤波器的长度达到了13312，而原型滤波器系数长度的增加不仅增加了优化参数的个数和加大了非线性优化的难度，同时也增加了运算量和FPGA硬件资源的耗费［4］.

但若处理带宽是信号带宽的2倍(F=2)，可以采用根据频率编码信号是否落在信道带宽内(即是否有效)来抑制带外信号.即根据式(6)，当综合的子信道信号的频率无效时将该子带I、Q信号设成0.同样由于处理带宽是信号带宽的2倍，则综合滤波器的带外镜像信号抑制也可以做得比较高.采用此方法明显降低了原型滤波器的设计阶数和设计参数要求.根据实际测试，对于ESM系统，在40 dB动态范围的要求下，原型滤波器设计成192阶可以满足要求.

3.4 综合滤波器的原型滤波器设计

由于综合滤波器需综合的子信道个数这里选为2n，因此对于综合滤波器这里考虑系统可以预存多个原型滤波器，综合时根据需要综合的子信道数目来选取对应的滤波器.截止频率分别设为π/4，π/8，……，π/2Mmax，其中 Mmax为 FFT 的最大点数.一般在根据ESM系统处理的LPI信号带宽，综合2路或4路信号是比较常见的.即通带截止频率设为π/4或π/8.

4 计算机仿真

仿真采用图8所示的动态信道化结构，信号输入范围480～960 M，采样频率fs=960 M，M=16，F=2.可得子信道带宽为30 M，信号处理带宽为60 M.原型低通 FIR滤波器的通带截止频率为15 M，阻带起始频率为30 M，阶数为256阶，综合滤波器和分析滤波器过渡带均为15 M，阻带衰减大于75 dB.输入信号信噪比SNR=20 dB.采样点数共计16 384 点，约 17.1 μs.

1)输入两部常规信号，信号载频分别为935 M和895 M，信号经信道化后出现在2、3路上.

图10中共16个信道，信号出现在2、3信道，每个信道采样点数为2 048个点.图中只截取了信号的100个点.可以看出，由于原型滤波器无法做到锐截止，因此，在1、4路也出现了信号，但在综合信号时，可以通过应用式(6)测量每个信道的能量(实际过程中可使用幅度Ak［n］)和有效频率，将每个子带内30 M外的信号抑制掉.

图11中由于经过了综合滤波器，进行了2倍插值，因此采样点数变为4 096点.其中0～512，3 584～4 095区间代表2路30M带宽子带信号频谱;1 536～2 560区间代表3路30 M带宽子带信号频谱.

图10 常规雷达信号信道化结果Fig.10 Channelized results of routine radar signal

图11 常规雷达信号重建复数信号频谱Fig.11 Reconstruction complex signalmagnitude response of Routine radar signal

可见，虽然分析滤波器过渡带有50%交叠，但采用本文方法，重建信号达到完全重建，输出信号SNR大于29 dB.

2)输入LFM信号，起始频率为720 M，终止频率为660 M.

输入信号经信道化后结果落在9、10、11子带，如图12所示，可以看出，分析滤波器存在过渡带.

虽然信号落在9、10、11子带，但根据图8，为完成FFT运算，需要补成4点FFT.

图13中由于经过了综合滤波器，进行了4倍插值，因此采样点数变为 8 192点，其中0～512，7 568～8 192，区间代表第9路30 M带宽子带信号频谱(对应LFM信号的720 M～705 M);5 680～6 704区间代表第10路30 M带宽子带信号频谱(对应LFM信号的705 M～675 M);3 623～4 656区间代表第11路30 M带宽子带信号频谱(对应LFM信号的675 M～660 M);1 536～2 560区间代表12路30 M带宽子带信号频谱(此图为该路补零的结果).

同样可见，采用本文方法，重建信号达到完全重建.

图12 LFM雷达信号信道化结果Fig.12 Channelized result of LFmradar signal

图13 LFM雷达信号重建复数信号频谱Fig.13 Reconstruction complex signalmagnitude response of LFmradar signal

5 结束语

本文针对均匀宽带数字信道化接收机无法动态适应ESM系统中LPI等雷达信号大瞬时带宽的问题，提出了在无混迭无盲区的均匀信道化设计结构的基础上，根据能量和有效频率检测选取需要综合的子信道的部分信道重构方法，去除了分析滤波器过渡带造成的信号混叠，使得信号经综合滤波器后得以精确重建.降低了原型滤波器的设计阶数和设计参数要求.设计均匀信道化结构时要求处理带宽是信号带宽的2倍，同时由于该动态信道化结构采用了多相滤波方法，更加有利于接收机的硬件实现.通过仿真实验，验证了提出的接收机结构的有效性和可行性.

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