二维定向瑞克接收机实现方案比较研究

贾向东 傅海阳 曾维洪

(1.南京邮电大学,江苏省无线通信重点实验室,江苏南京210003;2.西北师范大学数学与信息科学学院,甘肃兰州730070)

1.引 言

码分多址(CDMA)系统是一个自干扰系统,由于其固有的多径干扰(MPI)和多用户接入干扰(MAI)的存在,使其容量难以大幅度的提升。为了提高系统的性能和克服干扰,RAKE接收机因能分离多径信号、充分利用多径信号的能量,一直被认为是一个理想的选择而被广泛地使用,在2G CDMA系统和一些3G标准中都可以找到RAKE接收的具体实现方案[1-3]。RAKE接收机的特点是能够充分利用多径分量的能量,使多径干扰变害为利,这是它的本质特性和优点[4]。在传统的RAKE接收机实现方案中,对多径信号分量的处理是一种一维时域信号处理方案,接收机对多径信号的处理能力受信道分辨率的影响,其要求是多径分量的时延不小于一个码片宽度,当多径信号分量的时延小于一个码片宽度时,RAKE接收机将失效,也就无法抵抗多径干扰。然而,这些时域不可分辨的多径分量可能来自不同的空间方向,具有不同的来波方向(DOA)参数[5]。建立在相控天线阵基础上的智能天线(SA)具有空分多址能力,能够根据不同的DOA对信号进行区分和利用;可检测出信号的到达方向,产生定向波束,使天线波束主瓣对准期望用户方向,旁瓣或零点对准干扰信号(MPI,MAI),达到高效利用期望信号并消除干扰信号的目的[6-9]。但是传统的智能天线仅利用了空域特性对干扰进行抑制,其有效性受到天线阵元数的限制,随着天线阵元数的增加,其工程造价将成倍甚至好几倍的增加,正是昂贵的工程造价,其在一定程度上限制了智能天线的应用。因此,将智能天线与RAKE接收机结合起来组成空时定向二维 RAKE(2D-RAKE)接收机[2-3],就能弥补各自的不足,既能充分利用多径信号的时域特性,又能充分利用其空域特性,从而可以有效地抑制多址干扰和抵抗多径衰落[9],以较低的性价比实现对多径信号的空时二维处理。如果再考虑到2D-RAKE接收机对MAI、MPI的抑制作用,还可以将同方向的用户分配在不同的时隙,以时分双工(TDD)方式实现对同一方向用户的隔离,使系统的性能进一步提高。

目前,已有大量的文献研究和发展了2DRAKE接收机技术,根据不同的设计目标和信道假设提出了许多理论和算法[9-10]。但是,这些研究中有许多都是基于基带信号处理理论,讨论2DRAKE的定向接收和发送,并未涉及从射频、中频和基带三种不同的实现方案来讨论和研究定向2DRAKE接收机的性能,或者说并未给出定向接收在射频、中频或基带实现时的具体方案及性能比较研究。虽然文献[9]指出利用定向2D-RAKE接收机可以大幅度提升CDMA系统的性能,但却没有给出定向接收在射频、中频和基带实现的具体方案及其差异性。

与此同时,在文献[11]中,为了解决多径信号载波之间存在的相位差问题,我们研究了多径分量的分离和多径相干解调问题,给出了多径信号相干解调RAKE接收机原理和实现方案,该方案可以消除多径信号载波间的相位差对接收机性能的影响,提高系统性能。在文献[12]中,我们研究了RAKE与SA的联合使用,给出一种简易的定向RAKE接收机基带实现方案;与此同时,一个有效的DOA估计方法和基带幅度加权波束赋形技术在文献[13]给出,该DOA估计方案巧妙地利用了时分-同步码分多址(TD-SCDMA)标准的中置序列,使DOA的估计和定向波束赋形避开了复杂的数学运算。如上所述,在文献[11]我们是在载波上讨论了相关问题,而在文献[12]-[13]我们则给出了基带实现方案,基于以上工作,本文将从基带、中频和射频这三个方面对定向2D-RAKE接收机及其实现方案进行讨论,并给出性能比较研究,通过与传统RAKE接收机的性能比较以确定它们的性价比,给出分析结果。

2.SA工作原理

智能天线一般包括线阵和圆阵。对于圆阵,人们讨论最多的是8天线阵元结构(在后面的讨论中,如不特别说明,一般也指8阵元圆阵),其基本结构是在一圆周上均匀放置8根偶极子天线阵元,相邻阵元间隔为λ/2电波信号波长。相控阵智能天线的这种阵元特殊安排可以保证各天线阵元上收到的是幅度基本相等的相关信号,但是,因为各阵元位于同一圆周的不同位置,所以来自同一用户的信号到达不同的阵元将产生不同的相位差。当期望信号方向为φn时,8阵元智能天线系统第k个阵元信号相位为[14]

αnk=μa sinθn cos(φn-φ′k),k=1,…,8 (1)式中 μ=2π/λ.若取 a=λ/2,θn=π/2, φ′k=2π(k-1)/N=π(k-1)/4。则有

式(2)中的αnk表示第n个用户信号在第k个阵元上的固有相位。若考虑在多径环境下,相同用户信号在同一阵元上产生的固有相位αnk也是不同的,则对于第m条路径信号,有αnmk,其为第n个用户的第m个多径信号在第k个阵元上的固有相位。

图1为一般的SA收信原理框图。其中W*1、W*2、… 、W*8分别对应于不同阵元的外接移相器,改变外接移相器W*k的值等于-αnmk时,则可使各阵元接收的第n个用户的第m径信号载波在M处同相迭加,定义为期望收信号载波相位的同相分集接收,此时该SA的分集接收增益为

在以下讨论中,如果不特别说明n≤N=8表示小区用户数,m≤M=3表示多径分量数,k≤K=8表示智能天线阵元数。

图1 SA的工作原理图

3.SA射频、中频和基带实现方案

3.1 射频实现方案

在图1的基础上,可以导出CDMA系统中SA接收机在射频上的定向接收方案。假设DOA已知,采用3G正交相移键控(QPSK)调制,用户总数为N,最大多径分量数为M,图2给出了第n个用户的第m多径分量的同相(In-phase)载波信号定向接收解调过程(单径定向接收)。图中xnmk(t)表示当SA定向接收第n(n=1)个用户的第m(m=1)径信号时,第k个阵元所接收到的总的信号,同时设znmk表示第k个阵元上所接收到的第n个用户的第m径的信号,则在仅考虑单径(M=m=1)信号的情况下,可以写出SA中8个阵元的接收信号xnmk(t)如下

式中:D i(t)为某个用户的数据;N为用户总数;Wi(t)为TDD CDMA上行信道中的扩频码;PN I(t)是用作小区地址码的扰码;φi1表示第i号用户的第1个多径分量收发两点间的载波信号相位差。αnmk如上节所述,当单径第n个用户的DOA已知时,式(4)中相应部分可写为

图2 CDMA单径信号SA定向接收射频实现方案原理

它们将在加法器A1中合成为

式(6)体现了载波移相的波束形成作用(K为最大阵元数)。

据图2和式(6)可以给出1号用户1号路径利用SA定向接收功能、经相干解调及后续处理的输出信号

由图2和式(4),在考虑多径信号的情况下,也可写出1号用户的第2径信号在SA 8个阵元中的收信号,即

式中φ12表示1号用户2号路径由绝对时延引入的收发两点间的载波信号相位差。当该用户的1号路径DOA a111,a112,……,a118确定后,它不可能抵消2号路径在SA阵元上的固有相位a121,a122,……,a128,所以式(8)中的8路信号在A1输出端不同相,无法取得如式(7)所示的1号用户1号路径8阵元收信号相同的同相迭加效果。

在图2输出信号IL中,由1号用户2号路径信号经各阵元产生的干扰分量可表示为

式中θ12k表示本地相干载波的相位w 1Lt+φ11与1号用户2号路径AEk收信号载波相位的差值。它们的值随路径时延td1而变,而且 cosθ12k小于1,显示了相干解调对非相干解调路径信号的抑制作用。式(9)中的这些信号显然是CDMA系统中的多径干扰,它们将会导致系统容量的下降。

改变式(9)中的某些下标后,也可用于表示CDMA系统中其他用户的MAI.在图2输出信号 IL中,由2号用户1号路径信号经各阵元产生的干扰分量表示为

式中:td 1表示2号用户和1号用户在第1路径上的传播时延;θ21k表示w 1Lt+φ11与2号用户1号路径AEk收信号载波相位的差值。它们的值也将随路径时延差td1而变。同理,相干解调对MAI也有抑制作用。

3.2 CDMA SA接收机中频实现方案

在图2的基础上,很容易导出CDMA SA接收机中频实现方案,见图3。中频实现方案与射频实现方案的主要差别是:在图3中引入一组下变频器M11,M 12,……,M 18,分别用于对应阵元接收信号的下变频,而图2中各阵元收信号经移相器移相后直接送至加法器 A1。一般可以选择中频频率为10 MHz左右,为了简化SA接收电路中移相器的设计与实现,可以选择中频数字信号处理(DSP)的方式。在射频实现方案中移相器需在2 GHz频段实现,其实现难度较大,而在中频10MHz实现波束成形时相对较为简单。由图3可以导出与式(7)、(9)和(10)类似的所需用户基带信号、某用户的多径干扰和其他用户的MAI干扰表达式。

图3 CDMA SA接收机的中频实现方案

比较两种不同的实现方案,可以发现图2和图3加法器A1的输出信号y具有不同的载波信噪比。在无线链路预算中,都会按目标误比特率(BER)计算基站接收机灵敏度S BS[15],有

式中:接收机噪声系数和环境热噪声一般由无线收信号处理中的第一级放大器决定,它是第一级放大器产生的噪声功率。环境热噪声为一常数,接收机噪声系数实际上由第一级放大器的热噪声系数决定。在图2中,加法器A1输出信号y的期望用户信号合成电压为8U S,设A1中第一级放大器产生的噪声电压为UN,所得信噪比增益为

在图3中,加法器A1输出信号y的期望用户信号合成电压为 8US,然而由下变频器 M11,M12,……,M 18中的第一级放大器产生的噪声电压U N1、U N2,……,U N8应按均方值相加,则有

此时有

该增益将对要求的移动台(MS)最小发射功率产生较大影响,也就是说要达到与射频接收方案同等的接收指标,必须加大移动台发射功率。从这个角度讲,射频接收方案要优于中频接收方案,但是,正如前面讨论,中频接收方案的实现难度较低。

3.3 基带实现方案

当考虑基带波束成形实现方案时,其波束成形实现原理可以采用图4所示结构[12-13],图中只给出了两个阵元的情形。使用与式(4)类似的表达方式,暂时略去φn1的影响,只考虑单径的情况并假设SA定向接收1号用户的1号路径的信号,则采用如图4的基带实现方案时,对于第k(k≤8)个阵元,可以写出x11k的表达式为

取下变频用的本地载波为cos w Lt,当w Lt=wct时,有

图4 基带波束成形

略去1/2系数的影响,经低通滤波器(Lowpass filter,LPF)和W1L×PN I1L解扩后,与式(4)类似并略去部分符号,对于第k个阵元有

从式(17)可见,经下变频后已将SA阵元给出的载波相位偏移信息a11k变换为基带信号的幅度损失D 1cos a11k。由于都小于等于1,将会使期望信号的幅度下降。式(17)中的y 11k经除法器D k处理、加法器求和后有

式中:第一项为1号用户第1径信号经波束形成后的输出,显然对于D1信号而言,最大可以得到18 d B的增益;第二项为自干扰项,此处只考虑(N-1)个用户的1径干扰。若每用户为3径信号的话,则自干扰分量的总数 H =3N-1。考虑到cos an1k/cos a11k的值可能大于1,所以在基带波束形成中自干扰的值可能被放大((18)中的第二项),即噪声放大。然而该噪声放大问题在载波移相的波束形成方案中是可以避免的,因为,当我们采用相干解调时,可以利用某径信号的相干解调来抑制其它路径的干扰。

4.定向2D-RAKE接收机基带、中频、射频方案

基于前面的讨论,本节讨论定向2D-RAKE基带、中频和射频波束成形方案。由于SA多径定向2D-RAKE接收机结构比较复杂,这里也只画出2径定向2D-RAKE接收机框图。当考虑2径信号波束形成时,将图4中bnmk以下的部分可改画为图5所示,用于表示2径信号的基带波束合成过程,其中略去时延部件。实际上,它是定向2D-RAKE接收机基带定向接收原理。同理,也可以构成3径基带定向2D-RAKE接收机、3径中频定向2D-RAKE接收机和3径射频定向2D-RAKE接收机。

图5 两径信号的基带波束形成

若只考虑接收多用户单径情形,则该基带单径定向2D-RAKE接收机的接收信号为

式中:等号右边第二项是其它用户多径信号的干扰;第三项是期望信号的多径干扰,且

其中φnm表示相对于主径的载波相位,r表示圆阵半径,式(20)可用式(2)所示方法得到。同理,可得多用户3径基带定向2D-RAKE接收机的输出信号为

式(21)中cosφ1m表示3径基带定向2D-RAKE接收机中只对第1径信号使用了相干解调,此时cosφ11=1,cosφ12、cosφ13都不等于 1。在后述的 3径中频定向2D-RAKE接收机中存在类似现象。这样做的目的是为了与传统RAKE接收机做比较,在传统RAKE接收机中也只能实现1径信号的相干解调。但是在定向2D-RAKE接收机中易于实现3径信号的相干解调,那时会进一步改善性能。

与式(20)类似,有

3径中频定向RAKE接收机的输出信号为

在式(23)中,与式(20)类似,有

以上给出的是定向2D-RAKE基带和中频实现方案及其输出信号表达式,对于射频方案,有与中频方案有类似式子,为了节省篇幅,在此从略。

5.定向2D-RAKE接收机性能数值分析

从前面的讨论中看到,定向2D-RAKE射频实现方案波束成形效果最好,但工程实现难度较高;基带实现方案易于利用现成的数字信号处理技术,工程上最易实现,但是由于该方案没有充分利用相干解调对MPI和MAI的抑制作用,可能在某些情况下会存在噪声放大问题;相对来讲,中频方案比较易于工程实现,也不存在噪声放大问题。在这部分,将给出信干比增益(定向2D-RAKE接收信干比与传统RAKE信干比之间的比值)数值分析。由于中频方案与射频方案类似,这里只对中频方案和基带方案进行数字比较。在该数值分析中,分别从单径和3径两个方面做数值分析讨论。考虑最大用户数N=8,最大多径分量个数为3的多用户多径传播,那么7个其它用户将会产生21个干扰信号,设它们的来波方向在空间均匀分布,同时这21个干扰信号相对于期望信号的载波相移也设为均匀分布,对于期望用户的信号,设其第2径,第3径相对于主径的载波相移为:φ12=φ13=π/4,2径的来波方向分别设为:φ12=π/4,φ13=3π/4 。

图6给出了定向2D-RAKE与传统RAKE接收机性能数值分析,图中表示的是G SA随着期望信号第一径(主径)来波方向的关系。从这些数值分析结果中亦可以发现由于定向2D-RAKE基带波束形成不能利用相干解调对MPI和MAI的抑制作用,所以其性能有时不太稳定。中频定向2D-RAKE接收机的性能较好,可以获得稳定的性能。

6.结 论

为了克服和抑制CDMA移动通信系统中存在的多径干扰和多用户接入干扰,提高系统容量,RAKE接收机和建立在相控天线阵基础上的智能天线(SA)技术在移动通信系统中被广泛使用。RAKE接收机利用相干解调技术从时域上抑制非相干信号,而智能天线则利用定向波束成形技术在空域隔离干扰。本文给出基站射频、中频和基带三类定向2D-RAKE接收机的实现框图,并说明了定向2D-RAKE接收机在三种方案中的工作原理。基带定向2D-RAKE接收机不能利用相干解调作用抑制MPI和MAI,其GSA将随MS所处的方位变化,有时会出现性能波动;射频定向2D-RAKE接收机的G SA最大,但由于要在高频端实现,有较大的工程难度;相对而言中频定向2D-RAKE接收机具有较高的性价比。

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