毫米波波导内托盘结构空间功率分配/合成网络*

程 鸿，曹卫平 ，耿光宇朱 华

1.桂林电子科技大学信息与通信学院， 桂林541004；

2.电子科技大学应用物理研究所， 成都610054

毫米波频段广泛应用于卫星保密通信、导弹精确制导、雷达、电子对抗等方面，提高发射机的输出功率意味着具有更好的通信质量、更大的作用半径、更强的抗干扰能力，所以提高毫米波电路输出功率对系统性能至关重要。功率合成在微电子芯片设计中就有提出[1-2]，但是在现有的技术水平下，单片毫米波功放芯片(MMIC)的输出功率是有限的，一般只能达到瓦级，采用功率合成技术是一种有效的解决问题的方法。功率合成的实现方式可分为电路合成和空间合成。电路合成具有带宽宽的优点，但是工作频率较高时，合成效率低下，损耗增大，因而受到一定的限制；开槽波导空间功率合成[3-4]相比电路功率合成相对对带宽较窄，其结构复杂，加工精度要求高，但因其合成效率与固态器件数量无关，而更适合多器件的大功率输出，再加上其容易散热、外形小等优点，空间功率合成在国内外得到学者的广泛关注。径向波导空间功率合成[5]虽然具有宽带特性，但是采用的是同轴探针结构耦合能量，不适用于毫米波功率合成。国外对准光学功率合成技术也有多研究[6]，本文在综合了电路合成和波导开槽结构合成的优点，设计了一种波导内托盘结构空间功率分配合成网络，其具有宽带、较低的插入损耗和足够大的回波损耗等特点。

1 原理与结构

波导(BJ320)内空间功率分配合成网络基本结构如图1所示，采用双对极鳍线结构实现波导模式与微带模式的转换[7]。信号从波导口输入，通过双对极鳍线将波导主模-TE10模式转化为微带的准TEM模式，实现功率的一分二，也将波导的高阻抗转换为微带线的低阻抗-50 Ω，从而与GaAs MMIC金丝互联。结构中的双对极鳍线渐变线采用余弦平方渐变的方式，该渐变线可以提供20 ～25 dB回波损耗。两路微带线主要是用来连接GaAs MMIC，为了匹配，两路微带线阻抗通过渐变线的过度设为50 Ω。信号通过两路分别放大后经过鳍线-波导转换成波导主模-TE10模，经波导输出。本过度结构相对于文献[ 10]中的结构，进一步简化了电路结构，通过调节其它物理尺寸，在不加抑制谐振的金属半圆片条件下，同样达到了抑制谐振点出现的目的。

图1 功率合成结构图

2 2×1路功率分配/合成网络设计

双对极鳍线过度结构图如图2所示，黑色部分为软基片正面金属层(Rogers RT Duroid5880 εr=2.2，厚度为0.254 mm)，虚线部分为反面金属层。过度弧线采用余弦平方渐变线，公式为：

其中L为过度线长度， b为波导BJ320截面窄边宽度， W为50 Ω微带线宽， z为渐变线的纵向坐标。渐变线的长度越长，引入的反射损耗越小，但是其越长同时引入的介质损耗变大，设计的时候必须折中考虑，根据经验值一般取(1 ～1.5)λ0，其中λ0为TE10的波长。通过CST优化仿真得到的结果如图3所示，插入损耗小于0.2 dB，回波损耗优于-18 dB，并且有足够大的带宽，远大于课题设计要求的频带宽度。加工实物图如图4所示，测试结果如图5。

对比测试结果和仿真结果，插入损耗在1.8 dB左右，回波损耗大于10dB，满足设计要求。

图2 双对鳍线过渡结构正面图

图3 2×1 S曲线仿真图

图4 2×1路实物图

图5 2×1路测试结果

3 2×2路功率分配/合成网络设计

为了增加功率分配/合成的路数，在波导宽边中心镶入托盘，使合成的路数由原来的2×1路，变成现在的2×2结构，使得在不改变波导宽边尺寸的条件下合成路数扩大一倍。

CST建立模型如图7，过度段的S参数特性主要由托盘的厚度决定，通过优化托盘的厚度C得到的曲线如图8所示。结果显示2×2 结构的功率分配合成，插入损耗非常的小，回波损耗在20 dB以下，性能优于2×1结构。

加工实物如图9，托盘的正反两面分别贴有一路双对极鳍线过度微带板，背靠背贴在托盘中心位置。

测试结果如图10所示，通带内插入损耗为2 dB左右，回波损耗大于10 dB。与2×1路对比，驻波特性更好，与仿真结构吻合。

图6 2×2托盘结构的横截面图

图7 2×2路仿真模型

图8 2×2 S曲线仿真图

图9 2×2路实物图

图10 2×2路测试结果

4 2×4功率分配/合成网络设计

鉴于波导BJ320的宽边尺寸长度有限，再增加托盘会给安装芯片和功放散热带来困难。为了进一步增加合成路数，可以加入T型接头，形成多分枝结构。由于波导T型接头是无耗三端口网络，不可能做到三个端口同时完全匹配，但是可以通过一些特殊的调节部分来改善它的性能。图11是三种ET形结构，对应的仿真曲线如图12。

通过对比S参数曲线图， E面弯曲结构2 在10 GHz带宽内的回波损耗大于30 dB，相对于其他的两种E-T形节有着更好的驻波特性。

利用E面弯曲结构2构成多分支网路的结构，使得在不增加托盘条件下，使合成的路数由2×2路扩大到2×4路， CST建模如图13，仿真结果如图14仿真的结果显示高端频段S11、S21相比2×2路合成网络有些恶化，这与T型接头的输出两端口的隔离度有关系。但是在设计的频段内部还是能满足性能要求，验证了方案的可行性。实物图和测试结果如图15和16所示。结果显示插入损耗有些偏大，这与加工引起的误差和各个部件之间的链接不紧密有很大关系，进一步改善工艺结构有助于损耗降低。

图11 E面改进型双圆弧T形结构

图12 E面改进型T形结构S曲线仿真图

图13 2×4路仿真模型

图14 2×4 S曲线仿真图

图15 2×4路实物图

图16 2×4路测试结果

5 结论

本文提出了一种新型宽带波导内托盘结构的空间功率分配合成，仿真和实验测试数据显示应用于毫米波空间功率合成的可行性。随后提出2×2结构网络，以及采用E面改进型双圆弧T形结构的2×4功率分配网络，大大的增加了合成的路数，仿真数据显示这样的网络有充分小的插入损耗和足够大的回波损耗，为高频段的大功率合成提供了理论验证。

[ 1] 曾轩，陈晓娟，刘果果.基于AlGaN/GaN HEMT的X波段内匹配功率合成放大器的设计[J].电子器件， 2008，31(6)：1794-1996.

[ 2] 黄清华，刘训春，郝明丽，等.改进型串联谐振回路在宽带功率合成中的应用[ J] .电子器件， 2007， 30(3)： - .

[ 3] Bashirullah R， Mortazawi A.A Slotted Waveguide Quasi-Optical Power Amplifier.Microwave Symposium Digest[ J] .IEEE MTT-S International， 1999：671-674.

[ 4] Bashirullah R， Mortazawi A.A Slotted-Waveguide Power Amplifier for Spatial Power-Combining Applications[ J] .IEEE Trans Mircow Theory Tech， 2000， 48(7)：1142-1147.

[ 5] Kaijun Song， Yong Fan， ZongruiHe.Broadband RadialWaveguide Spatial Combiner[ J] .IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2008， 18(2).

[ 6] Hubert JF， Schoenberg J， Popovic ZB.High-Power Hybrid Quasi-Optical Ka-Band Amplifier Design[ J].IEEE MZT-S， W 3B-1，1995， 1(2)：585-588.

[ 7] Jinho Jeon， Youngwoo Kwon.1.6-and 3.3-W Power-Amplifier Modules at 24 GHz Using Waveguide—Based Power-Combining Structures[ J] .IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques， 20004， 8(12)：2700-2708.

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