一种Ka频段双频圆极化天线的设计

王浩禹?袁玉锦?商泽晗?赵安兴

摘要：面向Ka频段高通量卫星对天线的需求，本文设计了一种Ka频段双频段圆极化微带缝隙天线，天线单元由不对称U形贴片和开矩形槽的接地板组成，采用微带线侧馈供电，通过微带线开凹槽实现双频带，加载一对支节和贴片开槽实现圆极化。仿真结果显示，低频段的-10dB阻抗带宽为28.33GHz～30.61GHz，与对应3dB轴比带宽重合度为50.5%；高频段的-10dB阻抗带宽为35.44GHz～38.38GHz，与对应3dB轴比带宽重合度为100%。该天线具有结构简单，圆极化性能良好等优点。

关键词：Ka频段；圆极化天线；双频带；轴比

一、引言

随着传统卫星工作频率的逐渐拥挤以及人们对高速通信的需要日益增大，高通量通信卫星正加快投入使用。目前，大多数的高通量通信卫星工作于Ka频段。由于圆极化天线在抑制雨雾干扰、接收空间电磁波等方面的良好性能，圆极化天线被广泛应用于导航、卫星通信等领域中[1]。微带天线也具有重量轻、体积小等优点，但频带窄一直是它的一个缺陷。同时，在许多实际应用中，往往希望天线能够在几个不连续的频段上工作，以实现更多的功能。

圆极化天线的工作原理是激发两个相干但振幅相等、相位正交的模式，这可以通过在宽槽或环槽天线中引入对称或非对称的扰动模块来实现。微带缝隙天线一般可通过改变缝隙和辐射贴片的形状及位置来获得圆极化[2-7]。通过双矩形叠加的贴片、添加L型支节、开L型槽实现双频带圆极化，其尺寸为40mm×40mm×1.6mm[6]；通过圆形辐射贴片和类T形缝隙实现宽带圆极化，其尺寸为5.3mm×5.3mm。然而，这些天线的结构复杂，导致天线制造过程复杂[7]。

本论文旨在研究并设计一种针对Ka频段的双频圆极化天线，在实现高增益和较宽带宽的同时，保持良好的圆极化特性。通过深入分析和研究目前Ka频段天线设计中所面临的挑战和问题，本论文将提出新的设计思路和方法，以期解决当前存在的技术难题，推动Ka频段双频圆极化天线的发展。本文所设计的天线是一种简单的、工作于Ka频段的双频带圆极化微带缝隙天线，由一个矩形槽接地板、一个从接地板突出的水平支节、一个微带馈线和一个不对称U型贴片组成，通过在贴片的长臂上开矩形槽，可以实现并增强圆极化性能。

二、天线结构设计

本文提出了一种新型、结构简单且紧凑的双频圆极化天线，天线结构如图1所示。

该天线印刷在F4BM265介质基板[8]（相对介电常数为2.65）上。F4BM265基板是一种高性能介质基板，具有如下优点：

1.在高频范围内具有低损耗和低介电常数的特点，适用于高频和射频应用；

2.具有出色的热稳定性，可以有效抵抗太空低温环境引起的性能偏差，并支持长时间高功率运行；

3.优良的化学稳定性，在复杂的应用环境中能够长时间稳定工作，延长设备的使用寿命。

天线由顶部的50Ω微带馈线供电，并且在微带线顶部开宽度W2为1mm、长度L2为4mm的凹槽来引入新的频点。地面层印刷在基板底部，并引入了一个大型缝隙，然后在接地板的两侧朝向缝隙中心伸出一对支节，其长度L8为4mm，宽度W1为1mm。形成馈线及贴片在基板顶部的中间，支节在两侧的结构，从而减小馈线和地面层之间的耦合强度。U型贴片的长臂为8mm，短臂为7mm，在不对称U型贴片的长臂上开矩形槽以增强圆极化性能。天线厚度为1mm，整体尺寸为20mm×20mm×1mm[9] 。

图2展示了所提议天线的演变过程，以解释天线的圆极化性能。这里讨论了四个天线，即Antenna 1（Ant 1）、Antenna 2（Ant 2）、Antenna 3（Ant 3）和Antenna 4（Ant 4）。Ant 4是本篇论文提出的天线结构。Ant 1具有基本的缝隙及馈线结构，在Ant 2中通过在微带线底部开凹槽引入新的谐振频点，在Ant 3中，在地面层矩形槽两侧加入支节作为扰动结构，以激发两个正交的谐振模式，来实现圆极化性能[3-5]。一般来说，通过具有相等幅值和90°相位差的两个正交电场矢量可以产生理想的圆极化。考虑到实际测量结果与模拟结果有偏差，并期望获得更加理想的电流分布，Ant 4在不对称U型贴片的长臂上引入矩形槽这一扰动结构来调整不对称U型贴片的中的电流分布，使得两个正交电流的幅度趋于相等，从而增强天线的圆极化性能。

三、天线参数优化分析

为了实现宽带圆极化的良好性能，进行了一系列参数调整，通过逐个改变不同的参数，找出它们对天线性能的影响，并选择优化的天线尺寸。尤其是对微带线凹槽和U型贴片上的矩形槽进行了详细地研究和比较，以找出它们对天线阻抗带宽和轴比带宽的影响。本文借助HFSS电磁仿真软件进行仿真模拟。

第一步：微带线凹槽长度的影响。影响谐振点位置的主要是微带线的细缝，因此在天线谐振点和回波损耗的优化过程中，对细缝的尺寸进行了仿真优化，采用控制变量的方法，令W2为1mm，L2从3.9mm增加到4.1mm仿真。从模拟结果可以看出，L2主要影响低频谐振点的位置和-10dB阻抗带宽，对高频点的损耗和谐振位置影响不大。当L2=4.1mm时，低频点的损耗较高；当L2降低时，回波损耗有所改善；但当L2=3.9mm时，高频点的损耗又会升高。综合考虑下，选择L2=4mm作为最佳尺寸，此时低频谐振点为29.54GHz，回波损耗为-16.59dB；高频谐振点为36.80GHz，回波损耗为-27.28dB。

第二步：不对称U型贴片长臂开槽长度的影响。同样采用控制变量的方法，但考虑到微带线凹槽长度也会对圆极化轴比带宽产生影响，所以这里对开槽长度的分析是在第一步的最佳結果的基础上进行仿真分析。通过调整不对称U型贴片的矩形槽的尺寸，可以改变U型贴片和接地板支节的耦合强度，从而改变两个正交电流的幅度。在对图2的分析中可以看出，加入支节后虽然极大地实现了圆极化，但低频段的圆极化性能仍不尽如人意，因而考虑在不对称U形贴片上开槽，改变贴片表面的电流分布，从而改变相位差，实现垂直和水平方向上的振荡分量，达到更好的圆极化辐射的效果。开槽的尺寸对轴比AR参数具有较大影响。在圆极化性能的优化设计过程中，令W3=1.2mm，L3从0.7mm到0.9mm变化进行仿真模拟。对结果数据进行仿真比较可以得出，当L3=0.6mm时，低频段的圆极化轴比最低为2.63dB，但3dB轴比带宽较窄，L3=0.7mm和L3=0.7mm的3dB轴比带宽都较宽，但L3=0.7mm的低频段谐振点的AR参数为1.65dB，L3=0.7mm的低频段谐振点的AR参数为0.46dB。除此之外，L3=0.7mm与S11优化的谐振频点相互吻合良好，性能更好。综合考虑下，选择L3=0.7mm为最终优化参数。低频段S11<-10dB的范围可以完全包围圆极化频段且性能良好。

四、天线结果分析

高通量卫星系统需要搭载大量的天线单元，因此天线的小型化和轻量化非常重要，以便满足卫星载荷的体积和负载要求，并减少整个系统的重量和成本。本文所提天线的尺寸为20mm×20mm×1mm，能够满足设计要求。天线在29.54GHz处主极化为右旋圆极化，在36.80GHz处主极化为左旋圆极化。在ψ=0°，θ=0°方向上，低频段（28.33GHz～30.61GHz）频率范围内，天线增益最高可达4.88dBi；在高频段（35.44GHz～38.38GHz）范围内，天线增益在3.39dBi左右。

图4显示了优化参数后的S11回波损耗、轴比AR与天线频率的关系。图中显示，该天线在29.54GHz和36.80GHz有两个谐振点，谐振点处的回波损耗分别为-16.59dB、-27.28dB。天线的馈电结构采用微带线侧馈，微带线开凹槽之后引入的新的谐振频点具有较低的损耗且性能良好。

衡量圆极化天线性能的一个重要指标就是轴比AR参数，AR越小，表示天线的圆极化性能越好，一般认为轴比小于3dB为可用。本文的圆极化是通过在接地板加一对支节和U型贴片开槽实现的。天线引入微扰支节可以改变电磁场的分布和相对激励方式，这种微扰作用会使得电磁场在天线结构内部发生旋转，从而达到产生或转换为圆极化辐射的效果。而U型贴片则通过改变贴片表面电流分布来改变相位差，从而实现更好的圆极化性能。

仿真显示，低频段阻抗带宽为28.33GHz～30.61GHz，3dB轴比带宽为28.82GHz～29.88GHz，它们的重合度为50.5%；高频段阻抗带宽35.44GHz～38.38GHz，3dB轴比带宽34.41GHz～38.40GHz，它们的重合度为100%。两个频段的天线回波损耗S11小于-10dB的频段均可覆盖轴比小于3dB的范围，圆极化性能良好。

五、结束语

鉴于Ka频段双频圆极化天线的设计研究较少，本文主要设计了一种新型的微带缝隙天线，采用微带线侧馈，通过HFSS仿真软件对天线模型进行大量仿真实验，最后得到了阻抗带宽为28.33GHz～30.61GHz，3dB轴比带宽为28.82GHz～29.88GHz和阻抗带宽35.44GHz～38.38GHz，3dB軸比带宽34.41GHz～38.40GHz的双频段圆极化天线。这种天线具有体积小、重量轻、易于大规模生产等优点，是实际技术应用的有益参考。此外，这种天线也有可以改进和优化的方面，例如进一步优化天线结构以实现更高的性能、探索新的材料和制造工艺等。希望本论文的研究成果能够为Ka频段双频圆极化天线的设计和应用提供参考，促进相关领域的进一步发展，推动无线通信技术的进步和应用。