应用于WIFI 或BLE 接收机可重构有源RC 滤波器设计

宋东蔚

（上海电力大学电子与信息工程学院，上海 200120）

自WIFI 和蓝牙技术发明以来，其应用价值和商业价值被行业广泛认可[1-2]，几乎所有移动便携设备、智能家居和大多数室内环境都采用了WIFI 或蓝牙技术。这两种技术遵循各自的协议规范，对芯片有不同的要求[3-5]。为拓宽芯片功能，节省芯片面积，设计可根据不同场景进行模式切换的芯片具有重要的意义。文中基于最新的WIFI 以及蓝牙协议[6]，设计一种可重构的有源RC 滤波器[7]，根据应用场景的不同，该滤波器能在低通和复数带通两种模式进行切换，以同时适用于WIFI/BLE（低功耗蓝牙）传输协议。WIFI模式下，低通滤波器最大带宽可达80 MHz；BLE 模式下，复数带通滤波器中心频率为1 MHz 或者2 MHz。

1 滤波器的电路架构

1.1 RX/TX架构

滤波器是具有零中频接收机架构[8-9]的核心模块之一，文中将跨导放大器（TIA）以及可编程增益放大器（PGA）合并于滤波器模块。RX/TX 架构框图如图1 所示，模拟到数字的输入信号正常运行时的功率为14 dBm，从天线到基带的动态范围是0～78 dB，大部分增益由中频电路提供。该设计中，低噪声放大器提供0～24 dB 的增益动态范围，无源混频器以及跨导放大器TIA 的动态范围为0～30 dB。滤波器提供增益动态范围为0～24 dB。滤波器在LPF低通模式和CBPF复数带通模式下切换，以适用不同场景。

图1 RX/TX架构框图

1.2 滤波器架构

文中采用RLC 梯形滤波器综合方法设计，在40 nm CMOS 工艺中，电阻和金属电容随温度和工艺变化的误差约为±20%。与级联滤波器相比，RLC 梯形滤波器综合该方法对组件失配不太敏感且适用于高精度滤波器。梯形滤波器的合成方法是将无源滤波器的节点电压-电流关系转换为跳跃结构，然后通过积分器和加法器将其转换为有源滤波器。这种结构的滤波器易于实现，即使无源器件的值改变，频率特性也相对稳定。

由于正交频分复用（OFDM）系统可以容忍非均匀的群延迟响应，且切比雪夫滤波器相比巴特沃斯滤波器拥有更好的阻带抑制[10-11]，继而需要更少的阶数，所以切比雪夫滤波器更适用于WIFI6 协议。而三阶巴特沃斯就可以满足蓝牙协议对接收机的要求。Gm-C 滤波器与有源RC 滤波器相比[12]，前者为开环的，可以获得更高的频率和更低的功耗，但线性性能会严重退化，不满足WIFI 协议的要求。

最终设计了如图2 所示的基于梯形无源滤波器合成的接收基带有源RC 滤波器，其具有针对不同模式的可重构架构。其中第一级为运算放大器（OP）及其反馈网络R1/C1形成的TIA。第二级为二阶/四阶滤波器，第三级通过调节R6/R7的比值形成PGA，并通过C8为滤波器提供一个有效极点。它可以作为五阶低通滤波器，也可以通过电阻耦合成复数带通滤波器，以支持BLE 接收模式。在WIFI 模式下，SW1关闭、SW2 打开，耦合电阻断开，滤波器变成一阶TIA 级联五阶切比雪夫I 型低通滤波器。在BLE 模式下工作时，SW1 打开、SW2 关闭，耦合电阻导通，滤波器变成三阶巴特沃斯复数带通滤波器并根据通带需求，其中心频率可通过R8、R9、R10调节。

图2 可重构三阶/五阶滤波器

考虑到电流模结构MIXER+TIA 提供的极点对温度、工艺敏感度过高，很容易恶化整体的带宽精度以及通带平坦度，所以将的TIA 极点放在带外，以减少运放高频性能不够的影响，并通过PGA 实现可变增益。通过合理的电容与电阻阵列设置，WIFI 模式 带宽为10、20、40、80 MHz 可调，BLE 模式包含两种通带，分别为1 MHz 中心频率、1.2 MHz 带宽以及2 MHz 中心频率、2.4 MHz 带宽。

2 核心电路设计

2.1 新型运算放大器设计

设计所采用的全差分运算放大器如图3 所示，与一般采用的密勒补偿的方式来保证环路稳定性的运放不同，该结构在此基础上采用了前馈补偿技术，通过引入额外的零极点以拓宽运放的带宽。

图3 新型运算放大器原理图

由图3（a）可知，设计的OTA 采用二级放大结构，密勒补偿通过主次极点分离的方式增加相位裕度保证环路稳定性，此时主极点位于低频处，严重限制了运算放大器的带宽。

文中采用反馈补偿与前馈补偿相结合的方式，其中R1、R2、C1、C2表示前馈电容与电阻，R3、R4、C3、C4表示反馈电容与电阻；第一级放大电路采用五管差分结构，包括晶体管M0-M4，第二级放大电路采用共源放大结构，包括晶体管M5-M8；放大器的等效简化交流小信号模型如图3（b）所示。

在图3（b）中，gm1、gm6为晶体管M5、M6的跨导值，C3表示第一级的寄生电容，C4表示第二级的负载电容和寄生电容的总和。R3是从节点“va”看到的电阻，它等于M1与M3阻抗的并联，即rol//ro3。电阻R3代表放大器的输出电阻，等于ro5//ro6。在节点“va”和节点“out”使用基尔霍夫电流定律，可以得到如下电流守恒方程（1）和（2）：

忽略第一级管子的寄生电容，通过前馈补偿技术的引入，此时电路的零极点可分别表示为：

由式（3）可以看出，在固定R3、C3值的情况下，两个零点的位置由前馈支路中的R1以及C1决定，通过合理调节零点的大小可以抵消上式中的两个极点对幅频及相频响应所带来的影响，在保证电路稳定性的同时实现带宽的拓展。

2.2 PTAT电流基准产生电路设计

由于运算放大器受到温度的影响，核心管gm 以及输出阻抗都会发生变化，继而影响运放和滤波器的增益和带宽。为减少温度对运放的影响，滤波器所用的运放都采用正温度系数的PTAT 电流。PTAT电流由带隙基准电路产生，电路如图4 所示。

图4 PTAT电流基准产生电路

2.3 片内带宽自动校准技术

随着PVT 的变化及寄生参数的影响，电容和电阻值会有一些偏差。为了将滤波器切换到期望的截止频率，需要设计片内自动校准电路。将电容设为7 bit 的电容阵列，通过确定电容的控制位来调整带宽。为校准出电路需要的控制位，校准电路包含一个555 定时器，其可以作为脉冲产生器，产生频率与电阻电容乘积相关的脉冲，将电容设为滤波器电容阵列，对电阻与滤波器的电阻进行尺寸匹配。该脉冲经过分频处理与参考频率进行频率对比，结果通过数字控制逻辑改变电容阵列的控制字增大或减小电容，继而改变脉冲频率，以上完成一次检测然后重复校准流程直至控制字最后收敛，控制逻辑采用二分法。RC的乘积可在不同PVT 下保持一致，由于滤波器的极点由RC的乘积决定，通过以上校准方法可以成功校准滤波器的带宽。

3 滤波器整体电路版图后仿真

所提出的滤波器使用1.8 V电源，并基于smic40 nm工艺设计。两路滤波器核心电路面积为0.92×0.82 mm2。每一路由六个运放构成，包含一个TIA 和一个与PGA 串联而成的五阶切比雪夫滤波器。该滤波器的关键性能如表1 所示。

表1 滤波器关键性能

WIFI 模式带宽自动校准后频率响应如图5 所示。滤波器的带宽为10、20、40、80 MHz，其拥有出色的相邻信道抑制：-36dB@160 MHz（80 MHz 带宽）。

图5 WIFI模式频率响应

BLE 模式频率响应如图6 所示，IQ 两路通过耦合电阻连接起来，进行频谱搬移，滤波器典型中心频率为1 MHz、2 MHz，典型带宽为1.2 MHz、2.4 MHz，镜像抑制能力大于30 dB。

图6 BLE模式频率响应

滤波器的增益通过改变PGA 的输入电阻R6进行调节，增益范围为0～24 dB，3 dB/steb。为节省功耗，运放的电流随着滤波器带宽进行调整，对于10 MHz带宽以及BLE 模式这种对运放速度要求相对不高的场景，单个运算放大器的功耗为330 μA，对于80 MHz的宽带模式，运放的功耗达到1 mA，采用新型补偿技术的运放在宽带模式下的增益以及相位如图7所示。

图7 运放的频率响应

可以看出，相较于传统的米勒补偿运放，带宽增大了6 倍，达到9 MHz，并且在80 MHz 频率下，仍有46.71 dB 的增益，同时相位裕度为64°。这使得运放保证稳定性的同时，在整个带内，能为有源滤波器提供足够大的增益。

通过表2 与过去提出的滤波器的特性进行比较，可以看出文中所提出的有源滤波器实现了更大的带宽（80 MHz），基于40 nm 工艺以及新型运算放大器技术的设计，有效地减少了电流消耗与芯片面积。

表2 与相似滤波器的比较

4 结论

文中提出一种用于WIFI/BLE 接收机可重构的有源滤波器。其可在五阶切比雪夫滤波器和三阶复数带通滤波器之间进行切换，增益带宽调节方便，适用于不同的场景，有效拓展了接收机的功能性。采用前馈补偿技术的新型运算大器，在不牺牲稳定性的同时，大幅拓宽了运放的带宽，改善运放的高频性能，使得Active-RC 滤波器也可用于宽带滤波器，因而同时获得高线性度的优点。此外，文中提出的滤波器具有更大的带宽（80 MHz），且其功耗可随带宽和模式改变，通过使用PTAT 电流和RC校准电路，该滤波器在低功耗的同时，在不同工艺角和环境下，保证了带宽和通带平坦度的一致性。