基于脊间隙波导的低副瓣多波束阵列天线设计

权 钰,李 想,王 昊,陶诗飞,曹建银,丁振东

(1.南京理工大学 电子工程与光电技术学院,江苏 南京 210094;2.电磁空间认知与智能控制技术实验室,北京 100191)

毫米波多波束阵列天线因为具有能够提高通信覆盖范围、增加频谱和能源利用率以及改善多径和信道干扰的优点[1],被广泛应用于无线通信和雷达系统中。在各种无源多波束技术中,巴特勒矩阵[2]因其结构简单紧凑,实现起来较为容易,应用最为广泛。巴特勒矩阵可以通过不同传输线技术实现,如微带线[3,4]、基片集成波导(Substrate integrated waveguide,SIW)[5]、矩形波导[6]等,但是当频率升高到毫米波频段时,介质材料的介质损耗逐渐增加,限制了基于微带线和SIW的多波束阵列天线的辐射效率和增益。虽然矩形波导不存在介质损耗问题,但是其一般通过分离加工再组装的方式实现,为了避免电磁波的泄露,在组装时需要保证两层之间严格的电接触,因此在加工时必须实现良好的表面粗糙度和平整度,导致加工时间和成本大幅提高。

间隙波导技术最早由瑞典的Kildal教授提出[7],与SIW相比,间隙波导传输介质为空气,传输损耗低;与矩形波导相比,间隙波导两层之间不需要紧密的电接触,大幅降低了对加工和组装的要求,因此,近年来被广泛应用于毫米波高效率和高增益阵列天线设计[8-10]。文献[11]提出了一种基于微带脊间隙波导的宽带端射多波束阵列天线,阻抗带宽和辐射效率分别达到了21.25%和78%。文献[12]将间隙波导技术应用于微带线多波束馈电网络封装,避免了微带线的辐射损耗,并且与1×4喇叭天线相结合,实现了80%的辐射效率和11.7dBi的增益。文献[13]设计了基于槽间隙波导的宽带圆极化多波束阵列天线,由于具有全金属的结构,天线的最高增益和辐射效率分别达到了15.29dBi和89%。虽然上述所设计的基于间隙波导技术的多波束阵列天线实现了较高的增益和辐射效率,但是由于天线均为等幅激励,同时受到馈电网络幅度和相位误差的影响,副瓣电平仅为-10～-5dB左右,无法满足对抗干扰能力要求较高的应用场景。

本文提出了一种基于脊间隙波导的低副瓣多波束阵列天线设计方法,将传统巴特勒多波束馈电网络的4个输出端口通过不等功分器扩展为8个,完成输出幅值的低副瓣加权设计,同时采用双层拓扑网络,实现了整体结构的小型化设计。测试结果表明,所设计的多波束阵列天线副瓣电平得到了有效抑制,满足了对抗干扰能力要求较高的应用场景。

1 馈电网络拓扑结构设计

本文的低副瓣多波束馈电网络拓扑结构是基于经典巴特勒多波束馈电网络进行设计的,图1(a)为单层低副瓣多波束馈电网络结构,其中D1、D2为不等功分器,不等功分器之前为经典巴特勒多波束馈电网络,它的4个输出端口幅值是相同的,无法实现低副瓣性能。因此,将4个等幅输出端口与不等功分器相连,拓展为8个,实现输出幅值的低副瓣加权设计。但是经过不等功分器后,2个输出端口的输出相位是相同的,不具备多波束所需的相邻馈电相位差。为了维持原本巴特勒多波束馈电网络相邻输出端口之间的相位差,使用多个交叉结和移相器,对加权后的8个输出端口位置进行重新调整,最终结构如图1(a)所示。不难发现,单层低副瓣多波束馈电网络存在很多线路交叉,需要额外使用3组共6个交叉结,整体尺寸较大,导致电磁波传输路径较长,损耗增加,效率较低。而双层结构能够自然地将一些传输线分离开,避免线路的交叉,减少交叉结的使用[14]。因此,将线路相互交叉部分进行拆解,更改为上下层结构。首先,对单层馈电网络不等功分器后的线路交叉进行处理,将线路交叉的部分分解为两层结构,其中上方不等功分器D1以及下方不等功分器D2和它们后面的传输路径上移,作为顶层结构,上方不等功分器D2以及下方不等功分器D1和他们后面的传输路径下移,作为底层结构。然后根据上述两层分配情况,将与上方不等功分器D1和下方不等功分器D2相连的定向耦合器移动到上层,将与上方不等功分器D2和下方不等功分器D1相连的定向耦合器移动到下层,此时,上述2个定向耦合器之后的线路交叉也被拆开。最后将输入端口#1和#3移动到上层,将输入端口#2和#4移动到下层,并将最前端的2个定向耦合器更改为双层定向耦合器,此时最前端2个定向耦合器之后的线路交叉也被拆解,最终形成图1(b)所示的双层低副瓣馈电网络,其中浅绿色耦合器为层间定向耦合器,蓝色耦合器为单层定向耦合器,最终仅需要使用2个交叉结,缩短了电磁波在馈电网络中的传输路径,能够有效提高馈电网络的传输效率。

图1 多波束馈电网络拓扑结构

理想情况下,该馈电网络是无耗的,因此各个输出端口之间的幅值应该满足如下关系

(1)

(2)

式中:A#i为第i个输出端口的幅值。由此可以看出,该低副瓣馈电网络无法实现理想的泰勒或者切比雪夫加权设计,但是通过一定优化,可以实现近似的低副瓣水平。表1为经过优化后不同输出端口的理论幅值和相位,当端口#1～#4分别激励时,相邻输出端口之间的相位差分别为45°、135°、-135°和-45°。根据所需输出幅值,不等功分器D1、D2的输出功分比分别为7.95 dB和3.45 dB。

表1 馈电网络理论输出幅值与相位

2 多波束阵列天线实际结构设计

2.1 间隙波导设计

在进行各个具体器件设计之前,需要确定间隙波导周期金属柱的结构参数,确保其阻带范围覆盖多波束阵列天线的工作频段,以抑制电磁波的泄露。本文所采用的周期金属柱结构及其色散曲线如图2所示,可以看出,在20.7～53 GHz频段内,任何模式的电磁波都无法传播,金属柱详细结构参数为p=2.5 mm,h=2.5 mm,a=1 mm,gap=0.2 mm。

图2 金属柱结构色散曲线

2.2 定向耦合器和交叉结设计

所设计的基于脊间隙波导的多波束馈电网络一共需要2种定向耦合器,一种为双层定向耦合器,用来实现两层之间能量耦合传输,其结构如图3(a)～(c)所示,整个结构上下对称,其中顶层和底层均为平行金属板,周期金属柱和金属脊位于中间层,在金属脊两侧开有两对耦合缝隙,可以通过调整缝隙的长度、宽度以及数量,控制耦合度大小。另一种为单层定向耦合器,其结构如图3(d)所示,其工作原理与经典分支定向耦合器相同,可以通过控制中间矩形凹槽的宽度和长度调节两侧传输线的特性阻抗,从而调节耦合器各个端口的输出量。图4给出了2种定向耦合器的仿真结果,在工作频段内,2者的回波损耗和隔离度均大于15 dB,输出端口之间的相位差分别为90°～90.73°和87.74°～92.28°,性能良好。

图3 定向耦合器结构图

图4 耦合器仿真结果

在馈电网络线路交叉部分,需要设计交叉结,实现能量的交叉传输,所设计的交叉结结构如图5(a)所示,该交叉结可以看成2个宽矩形结定向耦合器的级联[15],同时在中间部分引入一个矩形凹槽,用来调节输入反射系数和端口隔离度。图5(b)给出了交叉结的仿真结果,在工作频段内,输入端口回波损耗和隔离度均大于15 dB,插入损耗小于0.3 dB。

图5 交叉结

2.3 不等功分器设计

根据对馈电幅值的低副瓣加权设计,需要设计功分比分别为3.45 dB和7.95 dB的2种不等功分器。当功分比为3.45 dB时,实现起来较为容易,采用图6(a)所示的Y型结构,在输入端口部分采用部分较宽脊间隙波导传输线实现阻抗匹配,通过调节匹配枝节两侧的传输线宽度,控制输出功分比。

图6 不等功分器

图6(b)给出了仿真结果,在28～32 GHz频段内,输入反射系数小于-20 dB,输出端口幅度差在3.43～3.59 dB,满足设计要求。由功分比为3.45 dB的不等功分器设计可以发现,为了获得较高的特性阻抗,此时的传输线宽度已经很窄,当功分比要求提高到7.95 dB,进一步减少传输线宽度已经不再可能,同时,较窄的金属脊加工制作也比较困难,机械强度和稳定性较差。因此,在设计功分比为7.95 dB的不等功分器时,采用降低部分金属脊的高度的方式,提高传输线的特性阻抗,如图6(c)所示。图6(d)给出了仿真结果,在工作频段内,输入端口反射系数小于-20 dB,输出端口幅度差为8～8.13 dB。此外,不同宽度的脊间隙波导电磁波传播相速不同,为了实现输出端口的相位一致性,将输入端口一侧的2个金属柱去掉,去掉后的2个不等功分器输出端口相位差均在±5°以内,相位一致性良好。

2.4 多波束馈电网络整体设计

将上述所设计的各个组件按照多波束馈电网络拓扑结构组合在一起,便构成了图7所示的实际结构,其中蓝色金属脊位于上层,橙色金属脊位于下层,为了方便看出整体结构,中间金属板颜色设置为透明。图8为输入端口#1和#2分别激励时的输入端口S参数曲线,在28～32 GHz频段内,输入端口回波损耗和隔离度均大于10 dB。图9为输入端口#1～#4分别激励时,相邻输出端口之间相位差,与理论值相比,相位误差在±10°以内,满足设计要求。图10为端口#1和#2分别激励时,各个端口的输出幅值,可以看出,除了在中心频点30 GHz处,输出端口幅值左右对称,在偏离中心频点后,左右两侧对称位置的输出幅度一致性开始变差,经过分析发现,这主要是由于交叉结的使用造成的。为了验证上述说法,将定向耦合器与交叉结直接级联在一起,如图11(a)所示。当Port 1激励时,定向耦合器会产生幅度相同,相位相差90°的两路电磁波,用于模拟整体馈电网络交叉结之前相位相差90°的2个输入,此时的输出幅值不平衡度仅为±0.1 dB。图11(b)为2者级联后仿真输出幅值,可以看出除了在中间频点30 GHz时,2者输出幅值一致(幅度平衡点可以通过改变交叉结的长度l2进行调节),在偏移中间频点后,输出端口之间的幅度平衡度产生明显恶化,在两侧增加到了±0.91 dB,这导致只有在中心频点处可以将实际馈电网络的加权幅值逼近理论设计值,而在偏移中心频点后,逐渐偏离理论设计值,导致副瓣电平有效降低带宽有限。尽管如此,在中心频点附近的一定频段内,仍然能够实现副瓣电平的有效抑制。至于如何在宽带内实现低副瓣馈电网络的输出幅值平衡度,将在未来的工作中进行深入研究,比如进行结构的进一步改进,完全避免交叉结的使用等。

图7 多波束馈电网络实际结构

图8 仿真S参数

图9 输出端口相位差

图10 仿真传输系数

图11 定向耦合器与交叉结级联

2.5 缝隙阵列天线设计

辐射单元采用波导缝隙天线的形式,位于多波束馈电网络前端,由位于上层和底层的金属脊弯折90°后进行馈电,其详细结构如图12所示。由于垂直方向上空间有限,此处采用蝶形缝隙缩短所需的缝隙长度。为了避免波束扫描产生栅瓣,取相邻缝隙之间的距离dis=5 mm,对应30 GHz频点处自由空间中波长的一半。将所设计的多波束馈电网络与缝隙阵列天线组合在一起,便构成了最终的低副瓣多波束阵列天线。图13为整体多波束阵列天线在30 GHz时的仿真方向图,可以看出,与等幅激励多波束阵列天线相比,副瓣电平得到有效降低,对于中间2个波束,副瓣电平小于-21 dB,对于边缘2个波束,副瓣电平小于-16 dB。

图12 缝隙阵列天线结构图

图13 仿真方向图

3 天线加工及测试

为了验证所设计的低副瓣多波束阵列天线的性能,进行了天线实物加工和制作。图14(a)为天线实物加工图,总共分为4个部分,分别独立加工之后再进行组装,受益于间隙波导不需要电接触的优点,该天线对加工和组装精度要求不高,通过螺丝进行层间组装固定即可。为了防止金属螺钉对辐射方向图的影响,前端缝隙天线采用尼龙塑料螺钉进行固定。加工后的天线S参数在矢网上进行了测试,如图14(b)所示。在测试时,测试端口通过波导-同轴转接器与矢网相连,其端口接匹配负载。图15为端口#1和#2分别激励时的测试S参数曲线,可以看出,在29～30.5 GHz频段内,输入端口反射系数均小于-10 dB,端口隔离度大于10 dB,测试结果与仿真结果之间存在些许误差,这主要是由于加工测试误差以及所使用的波导同轴转接器造成的。为了验证所设计的多波束阵列天线的辐射特性,在微波暗室对天线进行了实际测试,如图14(c)所示。图16(a)～(c)为天线在29 GHz、30 GHz和30.5 GHz时的测试归一化方向图,与仿真结果相比,副瓣电平略有升高,但仍然处于较低水平,副瓣电平均小于-15 dB,考虑到加工组装以及测试误差,该副瓣电平量级是可以接受的。图17为天线测试增益频响曲线,当端口#1激励时,增益为13.1～14.3 dBi,当端口#2激励时,增益为12.1～13.75 dBi。表2对比了不同多波束阵列天线性能,从中可以看出,所设计的多波束阵列天线副瓣电平得到有效抑制,满足对抗干扰能力要求更高的应用场景需求,辐射效率达到了90%～93%,与同样口径尺寸和阵列规模的SIW多波束阵列天线相比,增益高了2 dB左右。

表2 不同多波束阵列天线对比

图14 天线实物加工、测试图

图15 测试S参数

图16 天线测试方向图

图17 天线增益曲线

4 结束语

本文提出了一种基于间隙波导技术的低副瓣多波束阵列天线设计方法,可以实现多波束阵列天线副瓣电平的有效抑制。为了验证所提出的低副瓣多波束阵列天线的性能,进行了天线实物加工、组装和测试,考虑到加工组装以及测试误差,测试结果与仿真结果较为吻合,天线副瓣电平得到有效抑制,在工作频段内均小于-15 dB,并具有较高增益和辐射效率,非常适合对抗干扰能力要求较高的场景应用。