地铁列车大功率高频辅助变流器散热系统的设计及优化试验验证

易 滔 赵清良 别必龙 刘海涛 饶沛南 周 帅 张云瀚 宋 森 耿志东 杨 浩

(1. 株洲中车时代电气股份有限公司, 412001, 株洲; 2. 宁波市轨道交通集团有限公司智慧运营分公司, 315111, 宁波;3. 中车株洲电力机车研究所有限公司, 412001, 株洲)

辅助变流器的功能是将电网直流电转换成三相交流电,以供空气压缩机、照明及空调等交流负载使用。随着整车小型轻量化需求越来越高,对于变流器性能指标要求越来越严格。制约变流器性能指标提升的关键因素是合理的散热系统设计。文献[1-2]基于高频辅助变流器建立热设计仿真模型,验证了风道设计合理性;文献 [3-5]对地铁列车工频辅助变流器热设计进行仿真研究。

本文针对地铁列车大功率高频辅助变流器(以下简称“辅助变流器”)的需求,提出一种性能良好的变流器散热系统设计,开展热设计优化研究,并通过样机试验来验证其设计思路的合理性。

1 辅助变流器的散热系统构成

1.1 电路原理

辅助变流器主电路拓扑如图1所示。两路DC 1 500 V高压输入电流流经前端两套独立的预充电电路、斩波升压电路、LLC(电感-电感-电容,含2个集成电感的变压器和1个电容)谐振电路、DC/AC(直流/交流)逆变电路,变换为2路AC 380 V并联输出电流。每路交流电流的输出容量为160 kVA;充电机采用移相全桥变换电路;DC 670 V电流经过全桥变换电路变换为2路DC 110 V并联电流后输出,每路直流电流的容量为20 kW。

注:API为三相逆变器; LVPS为低压充电机电源。

1.2 损耗计算

辅助变流器的热损耗主要在LVM(低压)模块、HVM(高压)模块、输入电抗器、斩波电抗器、三相电抗器、高频变压器等器件。其中LVM模块和HVM模块损耗主要集中在IGBT(绝缘栅双极晶体管)器件。在额定工况、输入电压为DC 1 500 V,单路AC 380 V输出容量为160 kVA,功率因数(指交流电路有功功率对视在功率的比值)为0.85,单路DC 110 V输出容量为20 kW。在此条件下对关键器件损耗开展理论计算。

1.2.1 斩波电路IGBT模块损耗计算

斩波输出功率:

(1)

斩波平均电流:

(2)

斩波IGBT占空比:

(3)

斩波IGBT关断能量:

(4)

斩波IGBT开通能量:

(5)

斩波IGBT开关损耗:

Psw_B(Vin)=fs_B[Eon_B(Vin)+Eoff_B(Vin)]

(6)

斩波IGBT导通损耗:

(7)

斩波IGBT总损耗:

PLoss_B(Vin)=Pcon_B(Vin)+Psw_B(Vin)

(8)

IGBT反并联二极管损耗计算:

(9)

Perr_DiB=fs_BErec_DiB

(10)

式(1)—(10)中:

PB——斩波输出功率,单位W;

Po_SIV——SIV的输出功率,单位W;

Po_BCG——BCG的输出功率,单位W;

QSIV——功率因数,取0.9;

ηSIV——SIV效率,取0.96;

ηBCG——BCG效率,取0.9;

ηLLC——LLC效率,取0.98;

Io_B(Vin)——斩波平均电流,单位A;

Vin——额定网压,取1 500 V;

D(Vin)——斩波占空比;

Eoff_B(Vin)——关断能量,单位J;

Eon_B(Vin)——开通能量,单位J;

Eoff_B、Eon_B——最大关断、开通能量,分别取0.030 J、0.025 J;

IC_B(Vin)——IGBT电流,等于Io_B(Vin),单位A;

IC_nB——测试电流,取200 A;

Vo_B——斩波电压,单位V;

VCE_B——器件电压,等于0.5Vo_B;

VCE_tBVin——测试电压,取600 V;

Pcon_B——IGBT导通损耗,单位W;

IB——器件电流,单位A;

VCE_sB——器件饱和电压降,取1.1 V;

Psw_B——开关损耗,单位W;

fs_B——开关频率,单位Hz;

PLoss_B(Vin)——斩波总损耗,单位W;

Vr_B——IGBT电压,取0.5Vo_B,单位V

Vr_nB——二级管管压降理论值,单位V;

Erec_DiB——反向恢复能量实际值,单位J;

Perr_DiB——反向恢复损耗,单位W;

Erec_nB——反向恢复能量参考值,取0.025 J。

可计算出,单斩波IGBT导通损耗为36.5 W,开关损耗为91.8 W,单个Diode导通损耗为66.4 W,开关损耗为45.8 W。进一步计算可知,单个斩波IGBT总损耗为240.5 W,Boost(升压斩波)电路开关总损耗为962.0 W。

1.2.2 LLC电路IGBT模块损耗计算

LLC管IGBT导通损耗:

(11)

LLC管IGBT开通能量:

(12)

LLC管IGBT关断能量:

(13)

LLC管IGBT开关损耗:

Psw_LLC=fs_LLC(Eon_LLC+Eoff_LLC)

(14)

IGBT总损耗:

PLoss_LLC=Pcon_LLC+Psw_LLC

(15)

式(11)—(15)中:

Pcon_LLC——LLC导通损耗,单位W;

fs_LLC——开关频率,单位Hz;

Eon_LLC、Eoff_LCC——LLC管在额定电流下的最大关断能量及开通能量实际值,单位J;

Eoff、Eon——LLC管最大关断能量及开通能量的额定参考值,根据器件产品手册分别取0.16 J、0.14 J;

Ic_LLC——集电极电流,取11 A;

ILr_LLC——LLC电路中的漏感电流,单位A;

VCE_t——测试电压,取900 V;

VCE_LLC——集电极电压,取1 150 V;

Ic_n——额定电流,取450 A;

td——死区时间,即上下管同时关断时间,设计值取4.5 μs;

Psw_LLC、Pcon_LLC——LLC的开关损耗及导通损耗,单位W;

PLoss_LLC——IGBT总损耗,单位W。

由式(11)—式(15)可得:单个LLC电路IGBT导通损耗为42.7 W,IGBT开关损耗为125.8 W;LLC谐振变换电路续流二极管损耗中,单个续流二极管通态损耗为0.044 W,开关损耗为0,其二极管损耗可忽略不计;LLC管IGBT器件损耗为337.0 W(双管);LLC电路开关管损耗为1 348.0 W。

1.2.3 逆变电路IGBT模块损耗计算

根据开关管的型号,将IGBT工作输入、输出、功率因素等条件输入到器件仿真软件里,得到逆变管的损耗,计算截图如图2所示。

图2 逆变IGBT损耗计算截图

由计算结果可知,逆变IGBT的外管损耗为143.7 W,内管损耗为59.9 W,单管损耗为203.6 W。单个器件损耗为407.2 W(双管)。逆变电路总损耗为1 221.6 W。

1.2.4 充电机电路IGBT模块损耗计算

充电机损耗涵盖IGBT的导通损耗,开关损耗,反并联二极管通态损耗和反向恢复损耗。充电机额定功率20 kW,额定输入电压DC 670 V,额定输出电压DC 110 V;经计算,超前臂IGBT管损耗为120.4 W,超前臂总损耗为240.8 W(双管) ;滞后管开通电流为21.5 A,关断电流为36.9 A,滞后臂管开通损耗为27.6 W,滞后臂关断损耗为97.8 W,导通损耗为30.6 W,滞后臂单管总损耗为156.1 W,滞后臂总损耗为312.2 W(双管),整流二极管器件损耗为320.0 W,防反二极管损耗为151.2 W。充电机电路开关器件总损耗为1 024.2 W。

1.2.5 磁性器件损耗

辅助变流器磁性器件包括直流输入电感、斩波电感、高频变压器、三相电感及充电机高频磁件。各器件损耗参考厂家的计算值,进而可得,辅助变流器主要器件功率损耗如表1所示。功率总损耗为8 471.8 W。

表1 辅助变流器主要器件功率损耗

2 散热系统设计

2.1 风机选型计算

风机选型主要参考风量和风压,一般风量大、风压低的设备采用轴流式通风机,反之可选用离心式通风机。风量为:

(16)

式中:

φ——总功率损耗(热流量),单位W;

Q——风机所需的风量,单位m3/s ;

C——空气的比热容,单位J/(kg·℃);

ρ——空气的密度,单位 kg/m3;

ΔT——冷却空气进出口温升,单位 ℃。

一般ΔT取10 ℃左右,代入计算风量Q= 0.65 m3/s,考虑到系统风阻较大,本文选用可调速的离心式通风机,风机的性能曲线如图3所示。为了提升风机工作效率,在风道散热系统设计时,应尽量使风道散热系统风阻与风压接近风机的工作值。

图3 风机性能曲线

2.2 散热风道设计

由表1可知,斩波电路与LLC电路损耗之和同逆变电路与充电机损耗之和接近。考虑模块散热的均匀性,将斩波电路和LLC电路集成设计在HVM模块,逆变电路和充电机电路集成设计在LVM模块,并将两模块布置在风机两侧,使其冷却风互不干扰。HVM模块和LVM模块的结构布局如图4所示。

a) HVM模块布局 b) LVM模块布局

辅助变流器风道的具体布局如图5所示。空心电抗器的热损耗较大,形状较规则,因此将其布置在进风口位置处(A1)。斩波电感、变压器等磁件根据电路设计及损耗情况布置在风机两侧。两套辅助变流器磁件中间是连通结构,柜体设置一个整体底盖板并开通风孔作为风道的出风口。外部冷空气通过A1处的惯性过滤器进入空心电抗器安装腔室A2,在离心风机的导向作用下,冷却风从风机腔室A3导向磁性部件腔室A4,将冷风传递至此处的电抗器、变压器等部件,最后通过电磁部件腔室底板的出风口A5处将热风排出,整体风道呈一个对称的T字形。

注:A1—进风口;A2—空心电抗器安装腔室;A3—风机腔室;A4—模块腔室;A5—出风口;A6—磁件部件腔室。

辅助变流器包含2个HVM模块和2个LVM模块、风机、空心电抗器、斩波电抗器、三相电抗器、变压器及输入输出部件等。辅助变流器的内部结构如图6所示。

注:1—骨架;2—LVM模块;3—空心电抗器(L1);4—HVM模块;5—80 kW高频变压器(T1,T2);6—斩波电抗器(L2);7—风机;8—三相电抗器(L3);9—16 kW变压器电抗器(T3)。

3 热仿真分析

3.1 模型建立

由于辅助变流器的结构较为复杂,因此为了提高仿真的效率和可靠性,在实际建模时,一般会对物理模型进行适当的简化,删除对散热影响不大的倒角等小特征尺寸,删除螺丝螺母等小组件,创建“壳”单元(即薄板模型)以替代原异形的薄板等。本文以HVM模块、LVM模块,及其他磁性元件等发热较大的部件作为重点研究对象,对于其他对温升影响不大的零部件采取删减或简化处理。建立辅助变流器二合一双柜热仿真模型,如图7所示。

图7 辅助变流器二合一双柜热仿真模型

3.2 仿真结果分析

当双柜同时正常工作时,仿真得到的风速迹线如图8所示。由图8可见:两侧冷却风由入口进入,依次经过各模块散热器和磁性部件后,一部分从出口流出,另一部分在磁件腔室中间位置相遇,形成一道风墙;从两侧进入的冷却风在风墙处循环。

图8 双柜工作时的风速迹线图

环境温度为45.0 ℃工况下,仿真得到的双柜工作温度云图如图9所示。,双柜正常工作时的高频变压器温度为143.6 ℃和130.6 ℃,对应温升为98.6 ℃和85.6 ℃,HVM模块温度为78.0 ℃,温升为33.0 ℃,LVM模块温度为83.5 ℃,温升为38.5 ℃,均低于45.0 ℃(允许值);三相电感的温度约为160。0 ℃,温升约为115.0 ℃,小于135.0 ℃(允许值)。仿真表明,二合一大功率辅助变流器的双柜均正常工作后,各部件的温升均在允许范围内,满足散热要求。

图9 双柜工作温度云图

辅助变流器存在1台柜体失效、只有1台辅助变流器正常工作的工况(以下简称“单柜工况”)。仿真得到单柜工况下的速度迹线如图10所示。可以看出:由于一侧单柜失效,故一侧风机不再工作,双柜的风道循环平衡被打破;原风墙处的冷却空气有一小部分穿越中央风道进入另一侧单柜,由此损失了一部分流量;与双柜正常工作工况相比,单柜工况的最高风速有所下降(31.8 m/s下降至28.9 m/s),其冷却效果变差。这说明,中间风道采用连通设计的结构会导致非故障辅助变流器的磁件散热效果变差。

图10 单柜工况下的风速迹线图

仿真得到,单柜工况下的温度分布图如图11所示。可以看出,模块的温度约为80.0 ℃,温升为35.0 ℃,和双柜正常工作温度相当。对比磁性部件的温升发现,两处高频变压器的温升在双柜正常工作的工况下分别为98.6 ℃和85.6 ℃,而单柜工况时,温度为161.7 ℃和139.9 ℃,其温升分别为116.7 ℃和94.9 ℃。经分析,气体流动变化影响了此处的散热,使得温升大幅提高,超出了磁性部件的温升限值(105.0 ℃)。可见,单柜工况下,该辅助变流器的高频变压器散热情况较差,须对现有风道进行改进。

图11 单柜工况下的温度分布图

3.3 风道结构改进

为了解决单柜工况下磁件散热不佳的问题,给2套辅助变流器各自加上隔板,使2台辅助变流器的散热互不影响。这样在单台辅助变流器发生故障的条件下,由1台风机提供的风量不会损失,从而保证磁件的散热风量。因2套辅助变流器是完全相同的损耗及对称布局,因此只需建立单独辅助变流器的热仿真模型,如图12所示。

图12 辅助变流器单柜热仿真模型

仿真得到单独辅助变流器的风速迹线图如图13所示,温度云图如图14所示,模块温度云图如图15及图16所示。

图13 单独辅助变流器风速迹线图

图14 单独辅助变流器温度云图

图15 HVM模块温升仿真截图

图16 LVM模块温升仿真截图

分析图13可知,冷却风从过滤器入口进入依次经过三相电抗器、风机、模块散热器及其他磁性部件,且风速正常,说明风道设计良好,没有形成涡流区域。

分析图14可知,在环境温度为45 ℃工况下,LVM模块温度为80.7 ℃(温升为35.7 ℃),HVM模块温度为76.3 ℃(温升为31.3 ℃),高频变压器温度小于120.0 ℃(温升为75.0 ℃),优化后的仿真结果表明,模块温升均小于45.0 ℃,高频变压器的温升小于75.0 ℃,斩波电感、三相电感等磁件温升仿真值均小于90.0 ℃,符合设计需求。

3.4 实体试验的验证

为评估优化后的散热系统设计的合理性,搭建了辅助变流器的样机测试台位,在样机上开展满载工况下的温升实体试验,测温时间间隔为1 h,每隔2 min采集1组数据,监测内容包括HVM模块和LVM模块台面温度和磁件的温度。根据试验数据,整理出试验样机的温升实测值如表2所示。

表2 试验样机的温升实测值

对比热仿真结果和样机温升实体试验数据可知:

1) 和实测值相比,2个模块的温升仿真值均偏低3.0～5.0 ℃。经分析,原因如下:① 内部各器件间存在相互影响,在建立仿真模型时设置边界条件与实际情况存在一定的偏差;② 各器件的损耗计算与实际情况也会存在一定的误差;③ PT100测试位置并非IGBT的基板温度。

2) 电感和变压器的温升仿真值和实测值相差5.0 ℃以上。这主要由器件模型简化处理引起,仿真时候采用的均匀热源,而磁件内部绕组、线圈、气隙等结构不同导致。

总体而言,温升的仿真值和实测值基本一致,可确认风道热设计的合理性。

4 结语

本文基于辅助变流器的损耗计算,阐述了其风道散热系统的设计,并利用仿真软件进行了二合一辅助变流器风道系统的热仿真,得到了流场和温度场的分布图。通过对比不同工况下的仿真结果发现,采用磁件内部互通的风道设计在仅单柜工作的工况下,其散热性能较差,难以满足高频磁件散热需求。针对此问题对风道结构进行优化改进,并对优化改进的风道再次进行仿真。由仿真结果,其散热效果改善明显。通过对比改进后的仿真结果和样机温升试验结果,验证了仿真分析的有效性。本研究可为变流产品的热设计提供参考,降低研发成本和风险。