宽输入范围下的储能变流器选配电路设计①

黄 靖, 张子俊, 曾可尧, 钟万涵

(福建工程学院电子电气与物理学院,福建 福州 350118)

0 引 言

近年来,户外电源作为野外露营和户外运动所需的专业移动储能设备,市场呈现迅速增长的趋势。而储能变流器(PCS)作为储能系统中的关键一环,主要用于功率传递和电能变换,对整个储能系统的安全稳定运行起至关重要的作用。

随着消费者对储能产品需求的提升,近几年来面对储能双向PCS的方案技术手段也逐渐增多。L. A. Ramos等人[1]提出了一种带功率因数校正的单级式双向AC-DC变换器,可应用于对功率等级要求不高的场合,但是单级式AC-DC拓扑相比多级式拓扑对市电电压和负载的变化的响应特性比较差。在此基础上,E. -S. Kim等人[2]针对两级式双向AC-DC变换器中后级DC-DC变换器设计实现了降压-升压型拓扑结构:在降压模式下适配充电模式,在升压模式适配放电模式,该两级式拓扑方案虽解决了单级式拓扑的痛点,但后级双向Buck-Boost型DC-DC变换器存在输入输出信号的纹波较大且驱动电路较复杂的缺点。Sekine, H.等人[3]针对以上不足提出了后级DC-DC变换器选用六桥臂型LLC谐振变换器配合电压瞬时值切换工作模式的控制方法,实现了宽范围电压增益和高效率。但六桥臂型LLC谐振变换器存在器件数量多、成本偏高,不适用于大规模量产的问题。

研究面向的PCS两级式拓扑结构采用前级图腾无桥PFC,后级全桥LLC带选配电路的组合。由于图腾PFC具有功率因数校正与Boost升压功能,可实现交流输入85V-253V,直流输出380V母线电压,但是该做法存在一定弊端:

存在一定弊端:110V与220V两种电压平台在相同的母线电压下,若保持输出功率相同,那么在输入电压减半的情况下,输入电流和发热量会同步增大。且市电110V平台下母线电压过高也会造成加在PFC电感上的电压值偏大,造成电流纹波增大,同时加剧功率开关管的开关损耗[4]。

针对以上弊端,提出一种选配电路设计:在宽电压范围输入的情况下,后级LLC通过外部电路配置实现不同工况下的不同选配结构,从而通过降低母线电压实现减少开关管损耗和电感磁芯损耗,提高储能变流器整机效率。

1 储能变流器拓扑结构

目前主流的双向变流器从结构上可以分为单级式拓扑和多级式拓扑,而多级式拓扑应用最广泛的为两级式拓扑和三级式拓扑。单级式拓扑的优点是结构简单,控制方法相对于多级式拓扑也更简单,但是其对市电电压和负载变化的响应特性比较差,而在多级式拓扑中,三级式拓扑相比两级式拓扑多了中间级调压电路,由于中间级电路的引入,大大的提升了输入输出电压增益的调节,使得整机电压调节更加灵活,可以应对更多工况。但是该拓扑也存在两个弊端。一是中间级电路的引入,会导致成本与产品体积的增加,同时带来更多的损耗,二是三级架构各模块间的联调,控制策略更为复杂。

而两级式拓扑可以克服单级式拓扑的低响应水平和三级式拓扑的高成本缺点,且其具有直流侧充放电电流谐波含量小,交流电压水平不受储能装置电压的限制等优点,因此本设计主要研究面向两级式储能双向变流器拓扑结构,如图1所示。两级式拓扑中,前级图腾柱PFC电路用于升压并调节交流输入电流波形与输入电压波形相似且同频率同相位,以提高系统功率因数,减小电网谐波污染,同时为直流母线和后级电路提供稳定直流电压。后级DC/DC变换器采用软开关技术的全桥LLC谐振变换器来实现,利用其功率管能够实现软开关的特点来减小开关管损耗,从而进一步提高系统效率。

该储能变流器可双向工作,具有整流和逆变两种工作模式。在整流模式下,该双向变流器的电能从电网流出,经过前级PFC电路和后级LLC谐振变换器,最终流向电池测,给储能产品的储能元件充电,这就要求双向变流器能够输出稳定的直流电压和直流电流。在逆变模式下,该双向变流器的电能反向流动,从产品中的储能元件流出,经过LLC谐振变换器和图腾PFC,最终流进产品需求端。此时双向变流器需要控制输出的交流电流大小,来控制输入产品端的功率大小。

2 选配电路原理

后级LLC谐振变换器中,断开双向LLC谐振腔DC2与DC3之间电路,将DC1,DC2,DC3,DC4连接端子分别置于如图1所示的LLC谐振腔中,利用全桥LLC为半桥LLC电压增益的2倍的特性可得:

假定变压器匝比为N,电压增益为M(M一般取0.9-1.1),高压侧母线电压为Uin,低压侧电压为Uout。

此时,半桥LLC 电压增益M1、全桥LLC 电压增益M2可建立如下数学关系:

(1)

(2)

在市电输入为110VAC时候,将DC3与DC2接线座子相连,实现全桥LLC。此时母线电容输入电压Uin1为:

(3)

在市电输入为220VAC时候,将DC1与DC2接线座子相连,DC3与DC4接线座子相连,实现半桥LLC。此时母线电压为:

(4)

由此可以得出,在低压侧工况一致时,通过选配电路,可以选择半桥工作模式与全桥工作模式。110V市电输入和220V市电输入下分别选择全桥LLC和半桥LLC,这样可以做到220V市电输入将母线电压调整为原母线电压的一半。降低加在后级开关管上的电压,减少开关损耗,提高整机效率。

图1 两级式储能变流器拓扑结构(带选配电路)

3 控制策略

假定输出电压环路值为Tvout,电流环路值为Tiout。电流误差Ierr经PI环路产生Tilout,电压误差Verr经PI环路产生Tvlout,电压误差Verr为:

Verr=V0-Vref

(5)

电流误差Ierr为:

Ierr=I0-Iref

(6)

在系统运行过程中,电压环路和电流环路无法时刻匹配,为了使系统不过于饱和,电压电流双环控制器都需要积分器对系统误差进行累加,且电压误差Verr和电流误差Ierr都要为零。

电压环路工作于稳态时,满足如下关系式:

(7)

电流环路工作于稳态时,满足如下关系式:

(8)

由图1可得,后级LLC输出电压的数学关系式为:

V0=RLI0+VR0

(9)

当电流环路工作于稳态时,把式(7)带入式(9),可得:

V0=RLIref+VR0

(10)

当电压环路工作于稳态时,把式(8)带入式(9),可得:

(11)

当带载量小于满载时,系统处于正常运行状态,此时电压环与电流环开始竞争,电流环路的减少量Tilout可用于调节系统电流误差,电压环路的减小量Tvlout可用于调节系统电压误差,但此时,起主导作用的为电压环,最终调节的结果为Vref=V0,且Ierr>0,即电流环工作于饱和区。

当系统过载时,正常运行状态被破坏,电流环路的增大量Tilout用于调节电流误差,电压环路的增大量Tvlout用于调节电压误差,此时起主导作用的为电流环,最终调节的结果为Iref=I0,Verr> 0,即电压环工作于饱和区。

在电压外环和电流内环进行环路比较后,需要对输出值添加限幅,以保证系统具有良好的动态响应。可以假设Tv为稳态输出的电压环路值,且添加阈值λ为波动限值,环路输出的下限值为Tv-λ,环路输出的上限值为Tv+λ。由以上关系可以得到:

Tilout∈(Tv-λ,Tv+λ)

(12)

Tvlout∈(Tv-λ,Tv+λ)

(13)

而当系统只有幅值限制,没有参考电压的校正值时,可以看到电压误差Verr和电流误差Ierr都是非零值[7],此时应设计补偿器补偿参考电压值以减少输出电压纹波和电流纹波。

把式(8)带入式(9)可得到式(15)。

(14)

I0RL=VR0

(15)

当系统工作于空载至满载区间,即工作于正常模式时,双环竞争中电压环起主导作用,可将电压参考值调整至式(16)。

(16)

此时,电流误差为非零值而电压误差为零,不管此时带载处于什么情况,只要系统处于正常运行模式,参考电压Vref的补偿为了让电压环处于不易饱和的状态,那么LLC输出的电压都将为恒定值。

补偿器添加限幅和Vref0对电压环的补偿使得电压环能够工作在稳态性能下,而电流环工作在饱和状态下,此时电流环无法起到对环路的控制作用。一旦系统的正常运行状态被破坏,处于过载状态时,电压环则失去对环路的控制作用,此时电流环起主导作用。

图2 电压电流双环竞争控制策略框图

如图2所示为电压电流双环竞争的系统控制框图,其中电流环路的输出值和电压环路的输出值经过比较取较小值,再经过限幅环节进行输出。当系统处于正常运行状态时,输出的电压环路值为最小值,一旦系统进入过载状态,则输出电流环路的最小值,最后再由PWM发生器输出脉冲序列。

4 仿真分析

运用系统级电力电子仿真软件Plecs对上述电路设计搭建仿真实验平台。

从仿真结果可以看到,经过图腾PFC升压和功率因数校正,母线电压稳定维持在400V左右,且输入电压电流波形趋近正弦波,电压电流的相位差减小,经过后级LLC谐振变换器和整流电路后,输出额定电压45V至电池侧。但母线电压越大,后级开关管的损耗就越大,整机的效率就越低。

因此在样机搭建时增加选配电路,在110V市电输入时,后级LLC变换器选配为全桥LLC,全桥LLC并不改变PFC输出电容端的母线电压等级。而在220V市电输入时,后级LLC变换器选配为半桥LLC,400V母线电压经过半桥LLC后电压等级降低一半为200V,进而降低了后级开关管的损耗,提升了整机效率。通过图14可见电池侧电压电流波形良好,经分析电流THD<5%。

5 样机实验证明

通过上述仿真,已初步从理论上验证了本文所设计的两级式双向变流器具有良好的变流性能,接下来通过研制实验样机来进一步验证系统性能以及在110V/220V两种不同的市电输入工况下,选配电路是否能显著提高整机效率。样机实验平台如图1所示。

所搭建样机参数如下:额定容量2kW,电网侧输入电压范围85VAC-253VAC,电池侧额定电压45V,额定直流母线电压400V,工作频率80KHz。

从图7、图8可以看到随着系统带载的提升,PFC输入侧的电流波形逐渐趋近正弦波,输入电压和输入电流的相位差逐渐减小,功率因数PF明显提升。图9为市电不接入的情况下,储能产品电池对外放电,PCS处于逆变模式,电池测直流45V输入LLC谐振变换器后输出母线电压后经过图腾PFC反向降压后经DC-AC环节输出交流侧向目标产品供电。

图3 Plecs仿真主拓扑界面

根据实验平台测量结果,绘制负载比例—整机效率折线图,可以看到,在负载比例为0.5(半载)时,该储能PCS的效率接近峰值。因此选择在半载工况下,经过6组实验取平均值的方法对比该系统有无选配电路时的整机效率。

表1 半载工况对比有无选配电路的输入输出值

*若DC1与DC2相连,则表示存在选配电路,若DC3与DC2相连,则表示不存在选配电路。

从测量结果可以看到,在负载比例为0.5时:增加选配电路的情况下,该储能变流器的效率

图4 220V输入下图腾PFC升压输出母线电压

可以看到η1>η2,说明在220V工况下后级全桥LLC选配为半桥LLC可以有效减少电路开关管损耗,提高整机效率。

图5 输出电池侧电压电流

图6 样机实验平台

图7 整流轻载工况下输入侧电压电流

图8 整流半载工况下输入侧电压电流

图9 逆变满载工况下输出侧电压电流

图10 整机效率-负载比例关系图

6 结 语

本文提出一种宽范围电压输入下应用于储能产品中PCS部分的选配电路设计,在分析该储能变流器拓扑优点和工作原理的基础上,对该设计进行仿真验证和样机实验验证,仿真结果与理论分析相一致,经过前级图腾PFC功率因数校正电路后起到Boost升压和减小输入电压电流相位差的作用,PF值明显提高。而在110V/220V两种不同的工况下,通过改变后级LLC谐振变换器的全桥/半桥结构可以降低前级PFC端输出母线电压等级,110V工况时后级LLC谐振变换器为全桥LLC,220V工况时后级LLC谐振变换器切换为半桥LLC,从而达到降低母线电压,减少开关管损耗,提高整机效率的目的。经过样机实验验证后,可以看到在增加选配电路后,整机效率从94.41%提升至95.48%,验证该方案确实可行有效。