宽输入飞跨电容型TL Buck-LLC级联变换器研究①
2024-01-06龚传姣祝龙记
龚传姣, 祝龙记
(安徽理工大学电气与信息工程学院,安徽 淮南 232001)
0 引 言
在很多特定场合,供电电压都不会是固定的,例如新能源领域,风能、太阳能等输出电压波动幅度大,车载锂电池组成的电池组输出电压波动范围也较宽,这就对电力电子变换器输入电压的范围要求越来越宽。
LLC谐振变换器由于拓扑简单、原边功率开关管可以实现全负载范围的零电流开通(ZVS)和副边功率管的零电压关断(ZCS)等优势,被广泛应用于开关电源中。但是随着输入电压范围的增大,要得到稳定的输出电压,其开关频率变化范围也会增大,对电路磁性元件的参数设计要求较高,效率也会大大降低。因此,一级变换难以达到良好的效果,考虑多级变换器进行级联,拓宽变换电源的输入电压范围。但两级式电路中,非隔离调压电路在实现宽输入电压范围时需要考虑开关器件的电压应力问题。
三电平Buck变换器(Three-Level Buck converter,TL Buck变换器)[1]具有开关电压应力为两电平变换器一半和电感电容等储能元件较小的特点,然而,普通TL变换器最大的缺点就是输入与输出不共地,这个缺点大大限制了TL变换器的应用范围。因此,提出了飞跨电容[2]的概念,对非隔离型TL直流变换器进行改进,使输入与输出共地,同时保留了变换器原有的优点。
文献[3]采用Boost变换器与LLC级联的方式,使后级LLC谐振变换器工作在谐振点附近,通过调节Boost变换器的占空比拓宽输入电压的范围,首先不适用高电压的场合,其次在负载变化时,LLC谐振变换器工作频率变化范围较大,难以实现软开关导致效率降低且不利于磁性元件的设计。文献[4-5]提出Buck-LLC两级式变换器的环路定频控制,前级开关管电压应力过大,后级定频控制所设计的高频变压器体积较大,不利于集成。文献[6]针对全桥LLC拓扑增益范围有限的缺点,提出变模态控制策略,但控制方法复杂。
针对以上宽电压输入变换器出现的问题,研究了一种飞跨电容型TL Buck-LLC级联变换器拓扑,结合了飞跨电容型TL Buck变换器输入电压范围宽、电压应力低的特点与LLC高效率的优点。首先分析了飞跨电容型TL Buck-LLC级联变换器的工作原理,然后提出了解耦控制与模糊PI变频控制结合的控制策略,最后通过MATLAB/Simulink仿真验证了理论分析的正确性。
1 TL Buck-LLC级联变换器拓扑结构
1.1 拓扑结构
图1所示为所提宽输入飞跨电容型TL Buck-LLC级联变换器拓扑,其中飞跨电容Cf、功率开关管Q1,Q2、二极管D1,D2和输出滤波器Lb,Cb构成前级TL-Buck变换器;功率开关管S1,S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm和高频隔离变压器T组成后级半桥LLC谐振变换器。
图1 TL Buck-LLC级联变换器
开关管Q1,Q2驱动信号相差180°,通过调节占空比D将较宽的输入电压范围降为一个常值,输出电压作为后级LLC谐振变换器的输入,开关管S1与S2以固定占空比互补导通,为谐振槽提供方波,使其工作在谐振点附近,保证开关管和二极管实现ZVS与ZCS。
1.2 工作原理
1.2.1 TL Buck电路工作原理
TL Buck变换器在占空比D不同的情况下,其工作在不同的模式,因此根据占空比大于0.5或小于0.5分为两种状态[7]。在占空比小于0.5状态下开关管Q1、Q2的驱动信号、流过电感的电流ILb和输出滤波器两端电压VAB的波形如图2所示。可见,TL Buck变换器开关管承受的电压应力降低为原来的一半,电感电流纹波频率是开关频率fb的两倍,更有利于电感器件的设计与集成。
图2 TL Buck电路的主要波形
假设在变换器稳态时,飞跨电容Cf两端电压VCf稳定在输入直流电压Vin的一半。当0
模态1[t0-t1]:Q1,D1开通,Q2,D2关断,等效电路如图3(a)所示。此时输入电压对飞跨电容Cf充电,其电压VCf上升,输出滤波器电压VAB=Vin-VCf,电感Lb两端电流ILb上升。
模态2[t1-t2]:Q1、Q2关断,D1、D2开通,等效电路如图3(b)所示。此时飞跨电容被隔断,二极管、输出滤波与负载构成回路,飞跨电容Cf电压VCf不变,输出滤波器电压VAB=0,输出滤波电感放电,电流ILb下降。
模态3[t2-t3]:Q2、D2开通,Q1、D1关断,等效电路如图3(c)所示。此时飞跨电容Cf放电,为负载提供能量,其电压VCf下降,输出滤波器电压VAB=VCf,电感电流ILb上升。
模态4[t3-t4]:Q1、Q2关断,D1、D2开通,等效电路如图3(d)所示。模态4与模态2一致,飞跨电容Cf电压VCf不变,输出滤波器电压VAB=0,输出滤波电感放电,电流ILb下降。
文中涉及的飞跨电容型TL Buck变换器的性能指标主要是:1)电压增益Mb;2)电感电流的纹波ΔILb;3)开关器件的电压应力。
根据图2分析,在一个开关周期Ts内,输出电压Vb的平均值等于电压VAB的平均值,可计算为:
(1)
可以得出TL Buck变换器的电压增益Mb为:
(2)
在电感电流连续的情况下,TL Buck变换器与传统两电平Buck变换器的电压增益一致。
IL_max和IL_min分别为电感电流ILb的最大值和最小值,当占空比D为0.25或0.75时,电感电流纹波ΔILb最大,为:
(3)
而两电平Buck变换器电感电流纹波为:
(4)
在同样的纹波要求情况下,TL Buck变换器滤波电感大小都会比传统拓扑小很多,更利于集成。
图3 TL Buck电路的工作模态
1.2.2 LLC谐振变换电路工作原理
半桥LLC谐振变换电路如图4所示,前级TL Buck变换器的输出电压Vb作为后级LLC谐振变换器的输入电压Vin,S1、S2为IGBT开关管组成的原边逆变网络;谐振腔分别由谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成;连接原副边的为带中心抽头的高频变压器T;组成副边全波整流的二极管D3、D4;输出滤波电容Co;负载Ro。
图4 LLC谐振变换器原理图
对于谐振回路,其谐振频率fr会随着负载的变化而变化。当负载短路时,Lm被完全短路,不参与谐振,此时的系统整体谐振频率fr为最大:
(5)
当负载断路时,负载等效电阻无限大,Lm完全参与谐振,此时的系统整体谐振频率fm为最小:
(6)
在谐振频率为最大值fr时,只有谐振电感Lr和谐振电容Cr组成串联谐振,此时串联谐振阻抗为0,输入电压完全加入副边,即变换器的电压增益为1。
利用基波分析法[8]可以得到LLC谐振变换器的直流电压增益ML:
(7)
LLC谐振变换器通常工作在欠谐振状态,即开关频率fs小于谐振频率fr,因为在谐振周期中,励磁电流im等于谐振电流ip,导致励磁电感Lm参与谐振。Lm的谐振频率fm远低于Lr的谐振频率fr,但原边电流仍会呈现平台形态。同时,副边电流在这个时期内断续,使得副边二极管实现了零电流关断(ZCS),实现了软开关,提高了整机效率。
2 TL Buck-LLC级联变换器控制策略
2.1 TL Buck变换器
在TL Buck变换器中,开关管Q1,Q2交替导通,占空比相同,相位相差180°。由于飞跨电容的自动调节特性,飞跨电容电压VCf会自然稳定在Vin/2。但实际电路参数不完全一致和对称,在外界扰动或负载波动后,飞跨电容Cf稳态电压会偏离理论值,无法使VCf快速稳定至Vin/2。
设开关管Q1,Q2的占空比分别为D1、D2,在实际电路中,各种因素造成的扰动记为Δd1和Δd2,则设
(8)
根据上式可知,通过调节Δd1和Δd2就可以控制飞跨电容电压VCf稳定至Vin/2,但在调节Δd1和Δd2的同时会导致输出电压Vb的变化。文献[9]针对此类问题通过对输出电压Vb与跨电容电压VCf解耦,再分别进行闭环设计,只需满足:
Δd1+Δd2=0
(9)
因此,在TL Buck变换器运行时,只要满足上式,即可在调节飞跨电容电压时不影响输出电压Vb。
根据上述分析,建立飞跨电容电压与输出电压解耦的双闭环,如图5所示。
2.2 LLC谐振变换器
为了保证LLC谐振变换电路在负载变化的情况下稳压输出,采用基于传统控制器结构的电压环模糊自整定PI控制,模糊控制是一种鲁棒性较强的控制技术。
模糊PI控制器主要基于不同结构的控制器制定偏差和偏差变化率的模糊规则,模糊自整定PI技术对PI参数进行实时校正。图6为本文对后级LLC谐振变换器采用模糊自整定PI技术的系统结构框图,图中采样差值为ei。
图6 模糊控制系统框图
模糊PI控制器[10]以输出电压的误差ei为输入变量,PI参数ΔKp和ΔKi为为模糊逻辑控制输出变量,再通过调整ΔKp和ΔKi的值来调整PI参数Kp和Ki。在实际应用中,ei、ΔKp、ΔKi都为7个模糊子集,分别表示为正大:PB、正中:PM、正小:PS、零:ZO、负小:NS、负中:NM、负大:NB。
模糊规则表如表1:
表1 模糊规则表
3 仿真验证
为验证宽输入飞跨电容型TL Buck-LLC级联变换器理论分析的正确性,用MATLAB/Simulink软件搭建变换器的仿真模型,分别模拟输入直流电压200～1000 V宽范围变化和突增负载的稳态和动态情况下控制策略对输出电压的调节效果。前端TL Buck变换器开关工作在10 kHz频率下,后级LLC谐振变换器谐振频率为100 kHz,仿真电路的详细系统参数如表2所示。
表2 变换器运行参数
图7 变换器稳态运行波形
3.1 稳态运行仿真
根据表2的参数,在额定输出、满载的条件下进行系统稳态时的仿真验证。图7为变换器输入电压在Vin=200 V时的主要工作波形,开关管电压VQ1,输出电压VO=35 V,输出电流Io=1.43 A,额定负载R0=24.5 Ω。从图7可以看出,TL Buck变换器的开关管压降VQ1为输入电压的一半,起到了降低开关管电压应力的作用。
图8为输入电压为200 V时LLC谐振变换电路的主要工作波形,此时半桥开关S1,S2互不导通。由图8(a)可以看出开关管S1的驱动信号Vg1在漏源极两端电压VS1下降为0之后才上升为高电平,因此原边开关管可以实现ZVS;由图8(b)可以看出,经过变压器传递给副边二极管的电流自然下降为0,不存在反向恢复损耗,所以整流二极管可实现ZCS。降低了开关管开通和关断的损耗,提高了变换器的工作效率。
(a) (b)
图9 宽范围输入下输出波形
3.2 动态运行仿真
为了进一步验证变换器的可靠性,分别设计了输入电压跳变与切换负载的动态试验。如图9所示,变换器初始启动电压为200 V,满载时的额定输出电压为35 V,在0.25 s时将输入电压变换到1000 V,电压很快恢复稳态。
图10 负载跳变时输出波形
图10为变换电源在0.25 s时将额定负载下降为额定一半R0=12.25 Ω,即电流增加到原来的两倍,电压经过0.01 s响应后恢复稳态,表明文中所提控制方法针对负载扰动拥有良好的动态响应特性和稳定性。
4 结 语
研究了一种飞跨电容型TL Buck与LLC级联的宽输入DC-DC变换器。分析了变换器的工作原理,提出了前级TL Buck变换器输入解耦PWM控制和后级LLC谐振变换电路的PFM控制,最后通过仿真结果验证了:该变换器可以在宽输入范围下实现良好的降压传输;所提控制策略的可行性,具有良好的输入电压调节能力和适应负载变化能力;后级LLC谐振变换器具有良好的软开关特性,变换器效率较高。
