基于带状线的混合模态涡旋波天线设计

田 震, 李金龙, 宋兆涵, 冯 强, 梁 君

(1. 中国运载火箭技术研究院 北京宇航系统研究所, 北京 100076; 2. 西安电子科技大学 电子工程学院, 陕西 西安 710071)

无线通信技术已成为现代社会发展中必不可少的技术, 在民用、 军用领域都具有不可替代的作用[1-5]。 随着无线电技术的飞速发展, 有限且不可再生的电磁频谱已变得拥堵不堪, 新的无线复用技术面临迫切需求, 从物理层面上进行深入研究是解决这一问题的合理手段。 近些年来, 携带轨道角动量(OAM , Orbital Angular Momentum)信息的涡旋电磁波被引入微波频段, 因为涡旋电磁波在物理层具有全新的维度, 即在理论上, 轨道角动量模态具有无限多个相互正交的模态, 因此, 携带有轨道角动量的涡旋电磁波具有巨大的应用潜力和应用前景。 在军用领域, 现代战场中导弹集群通信系统同样面临着频谱资源受限且易受敌方电磁压制、 干扰、 欺骗的问题, 迫切需要提升频谱利用率, 并能够增强数据传输量和模态隔离度的新型通信技术, 基于带状线的混合模态涡旋电磁波天线阵列设计显示出其在解决上述问题的可能性。

在经典的电磁理论中, 对于轨道角动量就有一定的描述和研究, 但只限于概念上的研究, 大多数处于理论阶段, 没有实际的实验和工程样机的验证[6-7]。 直到1992年, L.Allen[8], M.J.Padgett[9]通过实验进一步研究显示拉盖尔-高斯波束具有完整的轨道角动量特性, 并确定了轨道角动量和相位因子项之间的对应关系, 这个研究发现对于轨道角动量的工程化的飞速发展做出巨大贡献。 追根溯源, 轨道角动量的研究一开始主要集中于光学领域[10], 而在2007年瑞典物理学家THIDÉ B等[11]通过均匀圆形阵列天线, 实现了射频轨道角动量的产生, 产生了对应的涡旋电磁波束。 从此, 关于射频轨道角动量涡旋电磁波束的研究也进入了繁荣发展时期[7,12], 涡旋电磁波束的生成模式越来越多样化, 尤其是在无线通信和雷达探测与成像领域[13], 以及涉及涡旋电磁波产生与接收的关键天线技术[14-15], 呈现百花齐放的场景。

目前来说, 涡旋电磁波最初是通过圆形阵列引入[11], 后续又经历一些发展[12,15], 但是现在对于多种模态的涡旋电磁波都是采用设计独立的多种模态的涡旋电磁波天线阵列, 结合微带线馈电网络, 单独生成特定模态的涡旋电磁波, 最后将各个模态的天线阵列进行物理上的拼接来实现空间中存在不同模态的涡旋波。 这种方式的问题在于空间利用率低、 馈电网络难设计、 模态隔离度和小型化程度差、 安装和设计上工作量大难实现等, 因此, 设计一款小型化、 空间利用率和模态隔离度高、 在同一天线阵面上的混合模态涡旋电磁波天线阵列对于涡旋波收发通信技术具有重要的意义和良好的发展潜力。

本论文从涡旋电磁波和涡旋电磁场切入, 对混合模态涡旋波束的产生和传输进行研究和分析, 主要研究内容如下: 首先, 通过研究涡旋电磁波理论, 结合天线阵列设计技术和基于带状线的抗干扰、 多输入馈电网络, 设计叠层结构、 独立馈电的混合模态(+1,+2)小型化涡旋波天线阵列; 其次, 对天线阵列进行加工和近、 远场测试; 最后, 借助软件无线电平台搭建混合模态涡旋电磁波无线收发测试链路模型, 进行通信链路收发误码率和模态间隔离度测试。

1 涡旋电磁波理论

在经典力学体系中, 角动量通常被分为自旋角动量和轨道角动量, 因此对于电磁角动量, 也可以考虑分为自旋角动量S和轨道角动量L。 根据麦克斯韦方程和角动量守恒定律, 可以将电磁场的角动量表示为

(1)

J=L+S,

(2)

式中:J表示角动量;L表示轨道角动量;S表示自旋角动量;E是电场强度;B是磁感应强度;ε0表示介电常数; *表示共轭。

涡旋电磁波是由平面波加一个旋转相位因子exp(jlφ)产生的, 其具体表现形式为相位波前从平面波转化为螺旋旋转相位结构。 因此, 涡旋电磁波可以表达为

U(r,φ)=A(r)·exp(ilφ),

(3)

式中:A(r)表示电磁波的幅度值;r为球坐标系中的矢径;l为涡旋电磁波的模态值;φ为方位角。 因此, 根据涡旋电磁波的表达式可知, 涡旋电磁波的产生, 需要形成随方位角变化的相位分布。 若设置阵元坐标为(xi,yi), 则对于阵列天线的各个阵元的相位值为

φ=l·arctan(xi/yi)。

(4)

因此, 涡旋波相位波前绕涡旋中心旋转一周, 相位改变2π, 称其模式为1, 如图1(a) 所示, 涡旋波束的相位波前绕涡旋中心旋转一周,相位改变4π称其模式为 2, 如图1(b) 所示, 因此可以利用阵列天线, 通过调控阵元馈电相位来产生不同模态的涡旋电磁波。

(a) 模态+1涡旋波束幅度和相位分布

2 天线阵列和馈电网络设计

本节设计结构中心旋转对称的中心频率在4.25 GHz的圆极化微带天线进行加工和方向图测试, 其次, 基于带状线结构分别设计两种模态(+1,+2)的馈电网络并进行仿真调试。

2.1 天线阵元设计和测试

因为军事领域以及涡旋电磁波阵列天线的馈电相位要求较高, 故采用圆极化天线设计, 通过旋转圆极化天线来补偿涡旋波束所需要的相位[16]。 一般的圆极化天线的馈电不在贴片中心位置, 这就会导致旋转操作后的馈电网络不是对称分布, 使得功率分配变复杂。 为了解决这个问题, 采用在贴片上蚀刻U型槽的方式来使得馈电在其几何中心上, 因此, 就有图2 所示的中心频率在4.25 GHz的中心馈电结构的右旋圆极化(RHCP, Right-handed circularly polarized)微带天线阵元结构。

图2 中心馈电圆极化阵元天线结构图Fig.2 Structure diagram of a center-fed circular pole array antenna

整个阵元天线由开U型槽方形贴片, 衬底结构和接地板组成, 衬底材料选择相对介电常数为2.65的F4B材料, 厚度2 mm, 阵元天线结构参数如表1 所示。

表1 阵元天线参数表Tab.1 Array element antenna parameter table

根据此设计方案对该天线阵元进行加工和测试, 如图3 所示。

图3 天线单元实物图及微波暗室测量环境Fig.3 Physical diagram of antenna unit and microwave anechoic chamber measurement environment

实测结果如图4 所示, 该阵元工作在中心频率4.25 GHz时, 天线单元辐射方向性良好, 天线S11系数低于-15 dB, 带宽范围为4.14 GHz～4.35 GHz, 轴比低于3dB带宽范围, 为4.23 GHz～4.27 GHz, 与仿真计算的结果基本吻合, 各项指标符合预期设计要求, 可用该天线单元进行阵列的设计。

(a) S11系数

图5 生成两种模态的天线阵列排列图Fig.5 Generate two-mode antenna array arrangement diagram

图5 中a,b,c,d是生成模态+1涡旋电磁波的阵元排布, 由于数量为4个, 故相位差为90°; 天线阵元1～8是生成模态+2涡旋电磁波的阵元排布, 相位差为90°。

2.2 馈电网络设计

本文基于带状线结构分别生成两种模态对应的馈电网络, 不同模态的馈电网络通过GND层进行隔离, 降低馈电网络之间的电磁干扰, 保证模态纯度。

对于生成模态+1的涡旋波, 天线阵元一共是4个, 故馈电结构采用1分4的功分器对每个天线阵元进行同轴馈电, 馈电结构如图6 所示。

图6 生成模态+1涡旋波的天线馈电结构图Fig.6 Generate antenna feed structure diagram for modal +1 vortex waves

通过在HFSS(High Frequency Structure Simulator)中对馈电结构进行仿真验证, 得到图7 的各端口幅度分布图和图8 的各端口相位分布图, 通过仿真结果得到该馈电结构功率等分, 幅度波动在0.6 dB以内; 馈电端口到各个输出端口的相位滞后波动在8°以内。 因此综合得出, 该馈电网络的4个端口是相位分布基本相同, 幅度分布基本相同的1分4馈电网络。 故, 为了生成模态为+1的涡旋, 需满足相邻阵元之间相位差为90°, 因此设定阵元a的初始相位为0, 阵元b通过旋转90°使得和阵元a相位差为90°, 阵元c,d同理依次相差90°。

图7 生成模态+1涡旋波的阵列馈电结构S参数曲线图Fig.7 S-parameter curve diagram of the array feed structure for generating mode+1 vortex wave

图8 生成模态+1涡旋波的馈电网络的各端口相位分布图Fig.8 Phase diagram of the array feed structure for generating mode1 vortex wave

对于生成模态+2的涡旋波的馈电网络来讲, 其天线阵元一共是8个, 均分分布在圆周上; 对于该阵元采用1分8的功分馈电方式, 若产生模态为+2的涡旋波, 需要各个阵元馈电相位相差为90°, 因此对于馈电要求不仅是需要功率等分, 还需要相邻相位相差90°, 馈电网络结构见图9。

图9 模态为2的馈电网络结构图Fig.9 Structure diagram of a feed network with modal 2

通过对馈电网络在HFSS中建模仿真, 得到了图10(a) 所示的各端口相位分布图和图10(b) 所示的各端口幅度分布图。

(a) 端口相位分布

根据图10 端口相位分布图的结果可以看到, 端口3, 5, 7, 9整体滞后端口4, 6, 8, 2的相位90°; 从端口幅度分布结果图来看, 在中心频率4.25 GHz处, 8个输出端口的幅度波动在0.35 dB之内, 各个端口基本是等幅分布。 因此综合来看, 该馈电网络实现了相邻端口相位相差90°, 幅度基本等分地适用于生成模态+2的涡旋电磁波的功能。

3 模型整体设计和仿真

根据第2节的设计内容, 本节通过6层结构来实现整体天线阵列, 相对于前人设计, 极大地提高了利用率和空间, 整体结构如图11 所示。

(a) 天线阵列整体结构图

通过图11 的侧视图看到, 整个结构分为6层, 第1层和第2层分别是模态+2和+1的微带天线阵列, 排布了两种模态所需要的不同阵列; 第3层是GND层; 第4层是生成模态+1的涡旋波的馈电网络层, 通过同轴的方式向第2层贴片馈电; 第5层是GND层; 第6层是生成模态+2涡旋波的馈电网络结构, 通过同轴向第1层贴片馈电。 衬底材料都是F4B, 厚度依次为2 mm, 2 mm, 0.8 mm, 0.8 mm, 0.8 mm; Port+1为产生+1模态的涡旋波, Port+2为产生+2模态的涡旋波, 两种模态的馈电网络的馈电位置处于两个侧面, 这样可以尽可能地减小相互干扰。

对模态+1和模态+2的方向图进行仿真, 天线阵列到观测平面的距离是10倍波长, 通过HFSS得到图12～图14 所示的结果。

(a) 3D远场方向图

根据图12、 图13结果得知, 模态+1、 模态+2方向图呈现出中心凹陷的圆环结构, 主瓣辐射均匀, 波束效果较好, 辐射性能良好。 通过图14 相位分布图可以看出多模态涡旋天线阵列能较好地生成模态+1、 模态+2涡旋电磁波, 由于存在一定的电磁干扰, 模态+2涡旋电磁波存在一定的偏差, 但不影响该涡旋波的主要模态是+2。 总的来说, 本文设计的结构可以较好地单独实现模态+1、 模态+2涡旋电磁波的生成。

(a) 3D远场方向图

图14 混合模态涡旋天线阵列的相位分布图Fig.14 Phase distribution diagram of multi-mode vortex antenna array

4 测试结果

4.1 暗室测试

对上述天线阵列进行暗室测试, 分别开展远场方向图测试和近场1 m×1 m平面扫描测试, 其中近场扫描时天线阵列距测试探头的距离为0.95 m, 扫描的点数为81×81点, 见图15。

(a) 远场测试图

首先, 对天线阵列进行S参数的测试验证, 因为采用带状线构型的馈电网络设计, 其馈电网络输入端口隔离度大于40 dB, 见图16 所示。

图16 馈电网络端口隔离度测试Fig.16 Feeder network port isolation test

其次, 验证两种模态下的反射系数, 其结果见图17 所示。

(a) 模态+1的S参数

由图17 可见, 阵列在4.2 GHz～4.3 GHz, +1模态的反射系数均在-20 dB以下, +2模态的反射系数均在-15 dB以下, 因此, 所设计的阵列可保证能量大部分均辐射出去。

模态+1和+2的远场方向图见图18, 可以看到在4.2 GHz的最大增益方向上模态+1, +2发散角分别为-26° ～ 26°, -34°～36°, 主瓣辐射均匀, 波束效果较好, 而四周的能量比较高, 满足涡旋波的工作特点。

(a) 模态+1二维方向图

模态+1和+2的近场测试结果见图19, 扫描探头在方位角变化一周内其相位变化360°, 对应产生模态+1, +2的涡旋电磁波, 且产生的模态+1, +2的涡旋波相位分布良好。

(a) 模态+1相位分布

4.2 收发系统测试

在实验室环境下, 使用一台软件无线电作为发射机, 产生2路PCM-BPSK调制数传信号, 中心频率均为4.25 GHz, 数据速率为2.048 Mbps, 输出信号功率为-10 dBm, 取一块混合模态天线阵列作为发射天线, 将软件无线电输出的两路信号分别送给发射天线阵列+1, +2模态馈电端口; 使用另一台软件无线电平台作为接收机, 根据发射机参数配置接收解调参数, 取另一块混合模态天线阵列作为接收天线, 将两个模态馈电端口和软件无线电平台的输入端口连接; 接收天线与发射天线二者正对, 间距2.5 m, 测试环境见图20, 接收天线各端口功率电平矩阵见表2, 测试软件结果见图21, 此时正进行模态+2收发, 图中红框可以看出, 模态+2信号接收功率为-56 dBm, 且可以正确接收解复用, 误码率Pe(bit error probability)和丢帧率为0, 而+1模态接收信号功率为-78 dBm, 处于未锁定状态。

表2 接收天线电平矩阵Tab.2 Receive antenna level matrix dBm

图20 无线收发测试环境Fig.20 Wireless transceiver test environment

图21 测试软件结果Fig.21 Test software results

收发系统测试结果表明, 各模态端口可正确识别出对应模态, 输出信号电平显著高于其他模态, 模态间隔离度大于20 dB, 表明该天线阵列模态隔离度好, 可以实现混合模态涡旋波无线通信收发。

5 结 论

本文基于涡旋电磁波模态正交特性, 结合带状线结构设计了一款叠层、 抗干扰、 小型化混合模态涡旋电磁波天线阵列。 通过将+1, +2模态阵元分别置于不同层; 其次, 基于带状线特性设计1分4, 1分8叠层抗干扰馈电网络, 降低了电磁泄露、 馈电网络之间干扰, 从而提升了天线阵列模态隔离度; 最后, 对整个天线阵列进行近、 远场测试, 搭建无线收发链路测试环境, 进行模态间传输性能和误码率测试, 验证了该天线阵列可以正确传输不同模态涡旋波并能正确解复用的特性。

本文设计的混合模态天线阵列, 在同样的空间范围内产生两种涡旋电磁波, 大大减少了工作量, 节约了天线占用空间, 实现了天线小型化的目标, 在航天、 军事领域都具有一定的优势和发展潜力。