基于SICL的宽频带毫米波多波束阵列天线设计

乔小斌，李相强，崔玉国，倪树成，张健穹，王庆峰

(1.西南交通大学 物理科学与技术学院，四川 成都 610031；2.中国电波传播研究所 电波环境特性及模化技术重点实验室，山东 青岛 266107)

0 引言

随着移动通信技术的不断发展,对数据传输速率的要求也越来越高,5G毫米波频段具有丰富的频谱资源,可以有效提升数据传输速率,因此,宽频带毫米波技术被认为是未来5G移动通信的关键技术[1]。然而,毫米波存在传输损耗大、绕射能力差等缺点[2]。为了改善这一问题,可通过提高阵列天线增益,采用定向高增益补偿空间传输损耗。然而,高增益天线的波束宽度一般又较窄,导致其覆盖范围受限。为了扩大覆盖范围,可在毫米波阵列天线的基础上,通过多波束技术实现。因此,宽频带和多波束技术对于5G毫米波技术具有十分重要的意义。

现有的多波束技术主要有无源多波束、相控阵多波束和数字多波束,其中无源多波束具有结构简单、成本较低的优点[3]。罗特曼透镜是一种常用的无源多波束馈电网络,其基于等光程差原理设计,理论上具有真时延、宽频带特性,但实际设计中透镜的结构形式对其带宽仍然有一定的限制。目前罗特曼透镜实现结构主要有金属波导结构[4-5]、基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide,SIW)结构[6-7]、微带线结构[8-10]、带状线结构[11]和基片集成同轴线(Substrate Integrated Coaxial Line,SICL)结构[12]等。其中金属波导结构体积庞大、较难集成且传输色散模式,带宽有一定的限制;SIW结构集成度高、体积小、剖面低,但是仍然存在带宽较窄的缺陷;微带线结构和带状线结构在毫米波频段损耗大,效率低;而SICL结构的罗特曼透镜传输非色散模式,对带宽的限制较小,在实现宽带罗特曼透镜上具有很好的潜力。文献[12]中SICL结构的罗特曼透镜实现了较宽的带宽,但是其移相段长度较长。另外,罗特曼透镜阵列端口之后的天线单元与SICL移相段的转换结构较为复杂,使得多波束阵列天线结构剖面较高。

磁电偶极子天线工作频带宽较宽且带内方向图稳定,因此可以作为罗特曼透镜的辐射单元。在毫米波频段,磁电偶极子多采用SIW缝隙耦合馈电形式[13-15],易集成且损耗小,但不能直接和SICL形式的罗特曼透镜连接使用,采用SICL-SIW转换结构会限制天线的带宽性能,增加天线剖面高度和加工难度,而基于SICL缝隙耦合馈电的磁电偶极子天线可以避免出现上述问题[16-17]。文献[16]中天线带宽较窄,且在工作频带内方向图最大辐射方向会随频率不同而发生变化。文献[17]中天线方向图较为稳定,但天线形式仍然较为复杂。

为了有效解决上述问题,本文设计了一种应用于5G毫米波的多波束阵列天线,整体结构包括基于SICL的罗特曼透镜和SICL馈电的磁电偶极子天线两部分,通过设计非色散结构SICL移相段和平板波导透镜腔体的宽频带匹配结构从而实现罗特曼透镜的宽频带设计,SICL移相段长度较短。SICL馈电的磁电偶极子天线通过双模式谐振(0.5λ和λ)实现宽频带工作[18],并且可以直接与设计的罗特曼透镜连接使用,降低多波束阵列天线剖面。通过仿真得出该天线性能优良,工作频带为20.5～31.5 GHz(约42%),扫描角度为±30°,整体结构简单紧凑、易集成且剖面低。

1 罗特曼透镜设计

1.1 罗特曼透镜设计原理

罗特曼透镜的原理示意如图1所示,其基本形式是基于等光程差原理实现的。在波束口轮廓上存在G0、F1和F2三个完美焦点,从某一焦点出发的电磁波依次通过透镜腔体、移相传输线Wn到达阵列端口,各阵列端口之间等时延差,从而产生固定方向的波束,不同焦点出发的电磁波到达阵列端口的时延差也不同,因此,不同波束端口馈电时产生不同方向的波束,各完美焦点之间可以根据实际设计的光程误差要求添加其他焦点,以产生不同方向的波束。

图1 罗特曼透镜原理示意Fig.1 Schematic diagram of Rotman lens

罗特曼透镜是真时延结构,时延差与频率无关,因此在不同频率时,其波束指向不会发生变化,理论上具有宽频带特性。

1.2 罗特曼透镜结构设计和仿真分析

提出的宽频带罗特曼透镜拟在20.5～31.5 GHz频带内实现±30°波束扫描,具有损耗低(相对于微带线形式)、频带宽(相对于SIW形式)和移相段长度较小的优点。根据罗特曼透镜的设计原理,表1给出了宽频带毫米波罗特曼透镜的设计参数。

表1 罗特曼透镜设计参数Tab.1 Design parameters of the proposed Rotman lens

关键参数的具体确定方式如下:

① 正偏轴焦径比g、ηmax

理论上罗特曼透镜除了3个完美焦点G0、F1、F2外,其他焦点均存在归一化光程误差Δl,归一化光程误差Δl是正偏轴焦径比g和天线单元位置η的函数[7]:

(1)

h=(g-r)cosθ+[r2-(g-r)2sin2θ]1/2,

(2)

(3)

式中:a0=cosα,b0=sinα。通过式(1)～式(3)可以得到归一化光程误差Δl关于天线单元位置η的图像,如图2所示,本设计中要求归一化光程误差Δl不大于0.000 1。

图2 g=1.13时不同扫描角度的归一化光程误差Fig.2 Normalized path length errors in Rotman lens with g=1.13

此外,文献[4]给出了g的最佳理论值所满足的公式为:

(4)

由式(4)计算可得,g=1.137,从图2中可以看出,当g=1.13、η在±0.8内时,归一化光程误差Δl均小于0.000 1。综合考虑,本设计中正偏轴焦径比g取值1.13,归一化天线单元最大位置ηmax取值0.8。

② 阵元间距d

为避免天线在±β扫描范围内出现栅瓣,天线阵元间距需要满足:

(5)

式中:λmin为32 GHz所对应的自由空间波长,通过计算,阵元间距d取值6.2 mm。

③ 偏轴焦距F

偏轴焦距F可以通过文献[7]中的公式确定:

(6)

由式(6)计算可得,Fmin=31。

④ 移相段长度Wn

文献[4]给出了归一化移相段长度wn的计算公式,其和移相段长度Wn满足:

在透镜设计中,透镜外轮廓上的相位误差已经较小,以至于各移相段长度相差比较小,综合考虑阵元间距d、SICL内外导体的宽度以及移相段弯曲程度对传输性能的影响,选取W0= 21.25 mm,中间阵列端口和透镜外轮廓的直线间距仅为15 mm(约F/2)。

在确定关键参数后,可以根据文献[7]中修正后的设计方程得到透镜的基本轮廓,并借助电磁仿真软件完成建模仿真。

罗特曼透镜的结构示意如图3所示,该透镜有7个波束端口(B1～B7)、9个阵列端口(阵列端口1～9)、6个虚拟端口(D1～D6),透镜腔体为平板波导结构,波束端口和移相段均为SICL结构。透镜结构有3层介质基板,上下2层介质基板均采用Rogers RT5880(εr= 2.2,tanδ= 0.000 9),厚度h1为0.254 mm,中间的介质基板主要起到粘连作用,采用Rogers RO4450F(εr=3.7,tanδ=0.004),厚度h2为0.1 mm,SICL内导体处于粘连层中,移相段以及波束端口和透镜腔体的转换结构采用SICL内导体锥形过渡为平行板波导上层金属板的方式,电磁波通过SICL结构传输至透镜腔体的过程中,透镜腔体仅有下层介质基板中存在能量传输,结构较为简单,透镜整体可实现宽频带工作。

(a)罗特曼透镜的俯视图

(b)罗特曼透镜的侧视图图3 罗特曼透镜的结构示意Fig.3 Geometry of the Rotman lens

SICL和平板波导透镜腔体的转换结构对于罗特曼的宽频带特性十分重要,但由于透镜腔体结构较为复杂且相较于SICL端口体积较大,因而直接仿真设计SICL和透镜腔体的转换结构工作量较大,而平板波导可以传输TEM模式。基于此,如图4所示,将透镜腔体的外侧设置为理想磁壁后进行初步仿真验证[12],仿真优化得到的转换结构的S参数如图5所示,|S11|在20～33.5 GHz(约50.5%)频带内低于-10 dB,|S22|在20～34 GHz(约52%)频带内低于-10 dB,两端口之间的插入损耗在20～32 GHz(约46%)频带内低于0.5 dB,转换结构具有良好的反射性能和传输性能。

图4 SICL和透镜腔体的转换结构Fig.4 Transition structure between SICL and lens area

图5 SICL和透镜腔体转换结构的S参数Fig.5 S parameter of transition structure between SICL and lens area

将上述转换结构用于罗特曼透镜整体仿真,通过仿真优化得到透镜波束端口的|Sii|(i=1,2,3,4)曲线,如图6所示,由于天线整体相对于port4镜像对称,因此|Sii|(i=1,2,3)=|Sii|(i=5,6,7)。由图6可以看出,各波束端口的S参数在20.5～31.5 GHz频带内低于-10 dB,透镜反射性能良好。图7为设计的罗特曼透镜各波束端口之间的隔离度,各波束端口的隔离度在20.5～31.5 GHz频带内基本都低于-10 dB。其中波束端口B1～B5,的隔离度在20.5～31.5 GHz频带内均低于-15 dB,而B1和B7之间的隔离度略高于-10 dB,主要原因是两端口分别处于波束口轮廓上下边缘,其中一端口(如B1)的能量可以直接或者经阵列内轮廓反射后进入另一端口(如B7),导致两边缘端口隔离度较高,但仍满足设计要求。

图6 SICL结构罗特曼透镜的S参数Fig.6 S parameters of the proposed SICL Rotman lens

图7 罗特曼透镜各波束端口之间的隔离度Fig.7 Isolation between beam ports of the proposed Rotman lens

图8所示分别为f=22 GHz和f=30 GHz时,波束端口B1～B4馈电时各阵列端口的相位分布,由于罗特曼透镜结构的对称性,B5～B7馈电时各阵列端口的相位分布分别与B3、B2和B1馈电时各阵列端口的相位分布呈镜像对称。由图8可以看出,同一频率下,不同波束端口馈电时,阵列端口的相位差各不相同,从而使得不同波束端口馈电时产生不同的波束方向。此外,在不同频率下,同一波束端口馈电时的阵列端口相位差也各不相同,但是其时延差是相等的,这也反映出了罗特曼透镜的真时延特性,波束指向与频率无关。

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz图8 罗特曼透镜阵列端口相位分布Fig.8 Phase distributions of Rotman lens array ports

2 磁电偶极子天线设计

2.1 磁电偶极子天线设计原理

磁电偶极子天线是将磁偶极子和电偶极子并联从而实现稳定的辐射方向图,如图9所示。由于磁偶极子和电偶极子E面和H面互换,其相互结合后,使得方向图相互补偿,前向辐射增强,后向辐射大大减小,同时在整个工作频带内增益稳定,交叉极化低。

图9 磁电偶极子方向图原理示意Fig.9 Schematic diagram of ME dipole radiation pattern

磁电偶极子的等效电路是由电偶极子和磁偶极子并联得到的,如图10所示,Rm、Lm和Cm分别表示磁偶极子的电阻、电感和电容,Re、Le和Ce分别表示电偶极子的电阻、电感和电容。当电偶极子和磁偶极子在同一频率上谐振时,谐振频带的叠加从而拓宽了磁电偶极子的阻抗带宽。

图10 磁电偶极子的等效电路示意Fig.10 Equivalent circuit of the ME dipole

2.2 磁电偶极子天线结构设计和仿真分析

本设计中采用基于SICL馈电的磁电偶极子作为多波束阵列天线的辐射单元,通过双模式谐振(0.5λ和λ)实现宽频带工作,其带内方向图稳定且可以直接与设计的罗特曼透镜连接使用,使得阵列结构剖面较低。

如图11所示,所提出的磁电偶极子天线通过SICL馈电,主要结构参数如表2所示,天线单元尺寸为4.2 mm×3.9 mm×1.5 mm(0.37λ0×0.35λ0×0.13λ0),其中λ0为中心频率的自由空间波长,SICL结构共有3层介质基板,上下2层介质基板采用Rogers RT5880(εr=2.2,tanδ=0.000 9),厚度h1为0.254 mm,在上下介质基板中间有一层粘连结构Rogers RO4450F(εr=3.7,tanδ=0.004),厚度h2为0.1 mm,SICL内导体置于中间粘连结构,上层金属板的矩形缝隙用于耦合馈电,3层介质基板、中间的金属导体以及金属通孔构成SICL结构,SICL结构上层介质基板采用Rogers RO3035(εr=3.6,tanδ=0.001 5),厚度h3为0.787mm,上层介质基板的上表面是金属贴片,金属贴片和矩形缝隙的几何中心重合。矩形缝隙等效为磁偶极子,金属贴片等效为电偶极子,金属贴片通过2个金属通孔与SICL结构相连。

(a)磁电偶极子三维结构

(b)磁电偶极子俯视图

(c)磁电偶极子正视图图11 基于SICL馈电的磁电偶极子结构示意Fig.11 Geometry of ME dipole antenna with SICL

表2 磁电偶极子天线主要结构参数Tab.2 Main parameters of ME dipole antenna 单位:mm

通过仿真优化得到天线的驻波比(Voltage Standing Wave Ratio, VSWR)和增益曲线,如图12所示,天线在20.5～32.5 GHz频带内VSWR均小于2,带宽约为45%。增益随着频率升高逐渐增大,在整个频率范围内增益均大于3.5 dBi。

图12 磁电偶极子增益和驻波比曲线Fig.12 VSWR and gain of the proposed ME dipole

为进一步了解所设计的磁电偶极子天线的辐射特性,对天线水平金属贴片和矩形缝隙的电流分布进行仿真分析,图13和图14分别为f=22 GHz和f=30 GHz时金属贴片和矩形缝隙的电流分布。由图13和图14可以看出,f=22 GHz时,电流分布呈半波长分布,f=30 GHz时,电流分布呈全波长分布,通过λ/2和λ两种模式谐振实现宽频带。

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz图13 矩形缝隙的电流分布Fig.13 Simulated current distribution on the slot

(a)f=22 GHz

(b)f=30 GHz图14 金属贴片的电流分布Fig.14 Current distribution of the patches

磁电偶极子天线分别在20、26、32 GHz时的E面和H面方向图如图15所示。可以看出,在工作频段内天线方向图稳定。

(a)20 GHz

(b)26 GHz

(c)32 GHz图15 磁电偶极子天线方向图Fig.15 Radiation patterns of the ME dipole antenna

3 多波束阵列天线设计

设计的多波束阵列天线的整体结构如图16所示,包括基于SICL的宽频带罗特曼透镜和宽频带磁电偶极子天线两部分。SICL波束端口馈电时,电磁波通过SICL和平板波导转换结构进入透镜腔体,进而通过同样的转换结构进入SICL移相段从而使得9个阵列端口产生等时延差,不同波束端口馈电时阵列端口的时延差不同,产生的波束方向也不同。

通过优化仿真得到了多波束阵列的S参数(包括输入端的反射系数和各波束端口的隔离度),图17为多波束阵列天线的|Sii|(i=1,2,3,4),-10 dB阻抗带宽约为42%(20.5～31.5 GHz)。图18(a)为port1～port4间的隔离度,可以看出在20.5～31.5 GHz频带内各个端口的隔离度均低于-15 dB。图18(b)为波束端口B1～B2和波束端口B5～B7之间的隔离度,各端口间的隔离度基本低于-10 dB,只有B1和B7的隔离度略高于-10 dB,与上述罗特曼透镜各波束端口间的隔离度仿真结果一致。

图17 多波束阵列天线的S参数Fig.17 S parameters of the proposed multibeam antenna array

(a)port1～port4间的隔离度

(b)端口B1～B2和波束端口B5～B7之间的隔离度图18 多波束阵列天线各端口之间的隔离度Fig.18 Isolation between beam ports of the proposed multibeam array antenna

图19为f=21、26、30 GHz时不同波束端口下的归一化辐射方向图。由图19可以看出,当波束端口B1～B7分别馈电时,其波束扫描角β分别为-30°、-20°、-10°、0°、10°、20°、30°,与理论设计相吻合,另外,也进一步验证了波束指向与频率无关,以及罗特曼透镜的真时延特性。

(a)f=21 GHz

(c)f=30 GHz图19 多波束阵列天线的归一化辐射方向图Fig.19 Normalized radiation patterns of the proposed multibeam array antenna

图20所示为20～31 GHz频带内不同波束端口馈电时1×9天线阵列的增益,当中间端口(B4)馈电时,天线阵列具有最大增益15.56 dBi,而波束端口B1馈电时天线阵列增益较低,主要原因是当B1馈电时,有一部能量直接或经阵列内轮廓反射后进入边缘波束端口(如B7),使得与它正对的阵列端口1接收能量较少,导致多波束阵列整体增益略有下降。

图20 多波束阵列天线的增益Fig.20 Gain of the proposed multibeam array antenna

4 结束语

本文提出并设计了一种应用于毫米波的SICL结构的宽频带罗特曼透镜多波束阵列天线。SICL是一种非色散真时延结构,可以更好地实现罗特曼透镜的宽频带特性,SICL和平板波导的转换结构采用以SICL内导体锥形过渡到平板波导上层金属板的方式实现宽频带。罗特曼透镜之后的基于SICL馈电的磁电偶极子天线通过双模式谐振(0.5λ和λ)实现了宽频带(45%),其带内方向图稳定、剖面低(0.13λ0)、可以直接与设计的罗特曼透镜连接使用。设计的基于罗特曼透镜的多波束阵列天线带宽约为42%(20.5～31.5 GHz),在工作频段内可产生7个不同指向的独立波束,扫描覆盖范围为±30°,结构简单、剖面低、集成度高,可以有效改善毫米波高增益天线波束宽度窄、扫描范围有限的问题,对于宽频带毫米波应用具有十分重要的意义。