数字电视地面传输单载波频域均衡设计及仿真分析

王 星

（山西广播电视无线管理中心，山西 太原）

在数字电视的带宽无线接入系统中，多路径传输不可避免会出现频率的选择性衰落，进而导致通信质量下降。从现有的技术来看，主要还是从系统物理层上解决多路径衰落问题，如加装横向滤波器。在实际应用中，横向滤波器虽然可以规避码间串扰带来的信号失真与衰落等问题，但是未能有效抑制噪声，因此输出信号的质量无法达到最优。随着技术的不断发展，判决- 反馈均衡器作为一种非线性均衡器在单载波频域均衡处理方面表现出良好的应用效果。设计适用于数字电视地面传输的判决- 反馈均衡系统成为提高信号质量的关键举措。

1 数字电视地面传输单载波频域均衡设计

1.1 单载波频域均衡关键技术

提高信号质量是数字电视推广发展的基本前提，如何解决数字电视地面多路径传输导致的频率衰落成为必须要攻克的技术难点。现阶段解决多路径衰落的技术有多种，如单载波时域均衡（SC-TDE）、单载波频域均衡（SC-FDE）以及正交频分复用（DFDM）等。从应用效果来看，单载波时域均衡面临着多路径时延拓展导致均衡效果变差的问题；正交频分复用对频率同步要求太高。相比之下，单载波频域均衡在抗多路径衰落方面表现出色，本研究重点分析该技术的均衡实现方式。

本研究在设计单载波频域均衡系统时，借鉴了正交频分复用技术在符号前插入循环前缀（CP）从而消除符号间干扰的思路，如图1（a）。但是由于单载波（SC）系统不能直接在频域中插入导频实现信道估计，需要对帧结构进行改良[1]。本研究提出了一种用已知的固定波形（PN）伪随机序列来代替循环前缀的方式，得到了图1（b）所示的单载波频域均衡系统帧结构。

图1 系统帧结构设计

如图1（b）所示，将PN 加在需要传输的数据块前方，得到扩展的数据块，并且以FFT 周期连续发送数据块。由于任意两个传输块中的PN 完全相同，相应的多径信道时延拓展引入的拖尾也完全一致，这对于频域的补偿与均衡有积极帮助。

1.2 单载波频域均衡的实现方式

1.2.1 信道估计

信道估计是单载波频域线性均衡的重要环节，具体又分为时域估计和频域估计2 种类型。这里以频域估计为例，其实现方式如下：

结合PN 特性，能够在频域估计系统中获取信道的冲激响应。假设发送端数据为F(t)，接收端数据为R(t)，信道冲激响应为H(t),发送端和接收端的滤波器冲击分别为Sf和Sr，则存在：

PN 同样经过信道，根据上式将接收的PN 与本地已知PN 做相关运算，可以得到：

上式中：⊗表示相关。将上式做归一化处理后，可以得到信道的冲激响应。为了削弱噪声的影响，在计算时不考虑冲激响应的较小估计值，而是选择最大估计值的5%作为门限的冲激响应。对上述信道估计方法进行仿真，观察频域估计的信道响应曲线，可以发现信道响应曲线的实部和虚部均表现出较为规律的变化。进一步对比频域估计和时域估计的信道响应曲线，可以发现两种估计方法的曲线较为一致，说明两种信道估计方法都能得到比较精准的结果。但是从算法的实现上来看，基于频域的信道估计算法比较简单，更容易实现。

1.2.2 迫零均衡

频域线性均衡器的结构组成如图2。选择任意一段随机数据。依次经过纠错编码、星座映射、插入CP后，经发射机发送出去；接收机在顺利接收到该数据后，通过提取PN、均衡处理、逆映射、信道解码等一系列流程，顺利输出解码数据，整个过程如图2 所示。

图2 单载波频率线性均衡器结构示意

假设发送端输出信号为F(t)，信道响应为H(t)，噪声均方差为σ2，那么接收端信号R(t)的计算公式为：

将上式变换到频域后：

结合迫零准则，可知均衡系数w=1/H。根据上式可以求出发送端信号的频谱F(K)：

对迫零均衡器做仿真处理，选择两径等幅通道作为信道模型，并设置等幅双径的回波时延分别为120 ms 和180 ms，对应的回波功率分别为0 dB 和-5 dB。将信道的噪声比升高为100 dB，观察两径信道在均衡后的星座图[2]。结果表明，即便只加入了少量的噪声，也会被信道频谱的深衰点放大，导致噪声淹没传输信号。由此可得，线性均衡无法满足单载波系统传输的性能要求，需要使用非线性均衡技术。

1.3 单载波频率判决反馈均衡

判决- 反馈均衡器（DFE）是一种常用的非线性均衡设备，其原理是利用先前码元的判断结果来消除当前码元的码间串扰。在已知先前码元检测结果的前提下，利用前馈滤波器的输出值减去所有码元的加权求和值，从而消除由码元引起的码间串扰。在只有前馈滤波器时，其输出信号中掺杂了采样点自带的信道噪声；但是经过反馈判决后，信道噪声得以消除，最终判决- 反馈均衡器可以输出不含噪声的量化电平[3]。本研究在设计单载波频域均衡时，鉴于FFT 具有时延性质，判决- 反馈均衡器无法直接应用到频域中，因此采取了一种时域、频域相结合的结构，如图3 所示。

图3 基于时域、频域联合的判决- 反馈均衡器

如图3 所示，判决- 反馈均衡器的频域均衡主要发挥了前馈滤波作用，而时域部分则采用横向滤波器完成反馈滤波功能。反馈- 判决均衡器接收到数据rm后，经过快速傅里叶变换（FFT）处理后得到频域数据R，在频域内乘以系数W 后，再进行快速傅里叶逆变换（IFFT）得到时域内对应的数据，该过程即为前馈滤波过程。对时域数据进行逐符号判决，得到数据am。通过β 阶反馈滤波消除干扰，重复此过程直到判决结果显示数据am中不存在干扰，最后输出均衡后的数据[4]。

2 数字电视地面传输单载波系统的仿真分析

2.1 仿真环境

为了验证本研究设计的单载波频域均衡系统的应用效果，选用SPW5.0 信号处理仿真软件。SPW 作为国家地面数字电视高清组规定采用的唯一仿真软件，不仅能为用户提供许多标准化的通信模块，方便用户按照需要快速搭建系统，而且还支持用户自定义模块。硬件方面，选择Dell 服务器作为硬件平台；软件方面，选择Linux 操作系统；使用C 语言作为开发程序。

2.2 仿真系统的结构与参数设定

数字电视地面传输单载波系统的仿真系统由发射机和接收机两大部分构成，分别设定设备参数，见表1。

表1 发射机与接收机的基本参数

从发射机发出的信号从信道传输到接收端；接收端在接收信号后，首先利用根升余弦滤波器进行匹配滤波，再将滤波后的数据送入均衡模块，进行同步均衡。去掉插入的PN 后对其数据，测试误码率。均衡模块的仿真结构如图4 所示。

图4 均衡模块结构

图4 中，输入端的uw_len 口输入短PN；uw_fre 口输入频域信号；r 口输入需要均衡的数据。输出端的H1 口和H2 口输出估算后得到的信道传递函数；sym口输出均衡处理后的数据；nym 输出均衡后映射的输出；Fb口输出B 个回波的相对时延；cir 口输出信道冲激响应；var 口输出信道噪声的方差。

该仿真系统的基本参数设定如下：

（1） 有效带宽，8.4 MHz；

（2） 数据块间隔，500 μs；

（3） 卷积码码率，0.5；

（4） 卷积码约束长度，10；

（5） 星座映射方式，QPSK、16QAM、64QAM；

（6） 帧长度，3 600；

（7） 均衡器反馈滤波阶数，5。

2.3 仿真结果与分析

该仿真系统在SUI-5 信道下的误码率曲线如图5所示。

图5 SUI-5 信道下系统误码率曲线

由图5 可知，该信道3 种星座映射方式下的“误码率- 信噪比”曲线变化较为一致，表现出良好的均衡效果。在此基础上，测试了0 dB 回波（即信道深度衰落情况）时的“误码率- 信噪比”曲线，以及均衡前后的星座图。结果表明，在信道存在深度衰落时，系统对信噪比的要求有所提升，但是系统的均衡性能仍然保持良好[5]。对比两径等幅信道均衡前后的64QAM星座图可以发现，均衡后星座图更加清晰，达到了理想的均衡效果。

结束语

数字电视地面传输信道中的电磁波在长距离和多路径传播时，受到外部环境（如电磁干扰）以及自身反射、衍射等因素的影响，会出现信号强度衰落情况，导致接收机接收到的信号质量变差。目前常用的抗多径衰落方法是加装均衡器，如横向滤波器、反馈判决器等，通过实现时域或频域的均衡，从而消除噪声干扰和码间串扰，达到提升信号质量的效果。相比于横向滤波器等线性均衡器，反馈判决均衡器将接收数据依次进行频域转换和时域转换，在多次的判决、反馈处理后输出均衡数据，取得了更为理想的均衡效果。从仿真结果来看，本研究设计的单载波时域均衡系统能够在信道存在深度衰落的情况下发挥理想的均衡作用，达到了设计预期。