APP下载

基于串行干扰抵消的多雷达组网系统设计

2023-07-17胥文清

舰船电子对抗 2023年3期
关键词:多址时隙雷达

朱 平,胥文清

(1.中国船舶集团有限公司第八研究院,江苏 扬州 225101;2.中国舰船研究设计中心,湖北 武汉 430064)

0 引 言

雷达组网协同探测是当今世界各国雷达发展的一个重大趋势,将跨平台多雷达进行组网协同探测可以有效扩大探测范围,提高探测数据率,增强雷达组网系统的抗干扰能力。而目前随着电子技术的高速发展,以及雷达与通信在硬件功能组成上诸多的相似性,在现有雷达硬件平台上集成无线数据传输功能[1],将网络内多部雷达的探测数据进行共享成为当前的技术研究热点。

本系统充分利用雷达硬件资源,对时间、码型、带宽等资源进行综合调度,采用在发射端对每部雷达的通信发射信号进行扩频编码,接收端串行干扰抵消的处理方法,实现网络内多路信号的同时接收解调,提高了时间利用率[2]。本文对实现过程进行理论分析、算法仿真并与传统的相关解调方法进行了结果比对。仿真结果表明:采用串行干扰抵消算法能够同时对接收到的多路功率不同的信号进行有效解调,其对弱信号的解调能力明显优于直接相关解调方法。

1 基于串行干扰抵消的多雷达组网系统总体设计

本系统基于雷达硬件平台,与雷达分时复用硬件资源,通信可用时间资源较少,因此为统筹各部雷达的时间、频率、带宽等资源,采用码分多址的多雷达无线数据传输方式,即对网络内每部雷达分配不同的扩频码作为各部雷达的ID号进行区分,同时利用该扩频码调制要共享的雷达探测数据[3]。采用这种方式一方面利用码型的扩频增益,可以降低模块发射功率,降低截获概率,另一方面提高了构建的无线传输系统的抗干扰能力。但采用该方式会导致在同一时刻接收到不同距离雷达传输过来的信号,即产生多址干扰,近距离的强信号会影响远距离弱信号的接收,使得远距离信号接收误码率增加,为此本文采用串行干扰抵消的方式来实现。

如图1所示,在由N部雷达构成的多雷达组网系统中,每部雷达分配不同的扩频码,信号发射时,各部雷达在同一时隙内将要共享的信息扩频编码调制,再进行变频、放大后经由天线辐射出去;经过空间无线信道传输后,在接收端基于串行干扰抵消原理,根据对接收到的各节点的功率大小的预估结果,从强信号到弱信号依次采用“判决-再造-消除”的处理过程,直至本时隙内所有雷达辐射的信号被检测出来。最后将接收到的其它雷达探测数据与本地雷达探测数据进行融合处理,实现多雷达的协同探测。

图1 基于串行干扰抵消的多平台雷达组网系统框图

2 基于串行干扰抵消的多雷达组网系统仿真分析

2.1 串行干扰抵消原理

串行干扰抵消的基本原理是认为要想从存在多址干扰的信号中提取所需雷达节点辐射的信号,就必须首先恢复干扰信号(实质上是其它雷达节点的信号),然后从接收信号中减去恢复出来的多址信号,就能得到所需雷达节点的信号。由于有用信号和多址干扰同时出现,多址干扰信号的恢复和有用信号的提取一般需要经过多次才能完成。因此串行干扰抵消多节点检测一般采用多级型多节点检测算法,即本级检测利用前一级的检测结果对多址干扰进行估计,并将之从接收信号中抵消掉,以此降低本级的干扰,提高本级检测的精度。反复地进行“检测、再生、抵消”的过程,直到检测出所有有用信号。其中第一级结构如图2所示。

图2 串行干扰抵消检测原理框图

对于本文所述的多雷达组网系统来说,串行干扰抵消实现的步骤如下:

(1) 依据相邻雷达的距离估计接收到的各雷达节点信号功率,并按功率从强到弱排列;

(2) 解调出接收功率最大的节点信号s1,并对s1进行判决;

(3) 利用判决得到的信息、扩频序列对信号进行估计,得到s1;

(4) 在接收信号r(t)中减去最强信号的估计s1,得到清除最强用户信号的重构信号r1(t);

(5) 将r1(t)作为第2级输入,重复以上操作,得到清除次强用户信号重构信号。

依次类推,直到检测完所有节点[4]。

2.2 基于串行干扰抵消的多雷达组网系统仿真分析

以8部雷达组网为例进行分析,首先进行码型选择和分配,码型选择的基本原则如下:

(1) 易于产生,具有随机性;

(2) 具有足够长的周期,使干扰者难以从扩频码的一小段中重建整个码序列,抗干扰能力强;

(3) 自相关性能好;

(4) 互相关值接近零;

(5) 能产生足够多的码型数量,实现多部雷达的需求。

基于上述原则,目前常用的扩频码型包括m码和Gold码,本文综合考虑雷达数量、可用时隙、低截获性能等因素,选择了8组63位Gold码作为扩频码分配给各部雷达。Gold码由2组长度相同、速率相同、码字不同的m码模2相加后得到,由于1对m码可产生2n+1个Gold码,因此Gold码型数量远大于m码型,同时也具有更好的自相关、互相关性能[5]。

Gold序列的产生方法:设序列{a}和序列{b}为长N=2n-1的m序列优选对。以{a}序列为参考序列,对{b}序列移位i次,得到{b}的移位序列{bi}(i=0,1,…,N-1),然后与{a}序列模二相加后得到新的长度为N的序列{ci}。则此序列就是Gold序列,即:

(1)

本文仿真时,根据63位即6级移位寄存器产生2组m序列本原多项式,即:

f1(x)=x6+x4+x3+x+1

(2)

f2(x)=x6+x5+x2+x+1

(3)

根据上述实现步骤,产生的8组Gold序列分别为:

G1={-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,1,1,1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,-1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,-1,1,1,1,1,1,-1,-1,-1,1,1}

G2={1,1,-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,1,-1}

G3={-1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1}

G4={-1,1,-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,-1,1,-1}

G5={-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,-1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1}

G6={-1,1,1,1,-1,1,1,1,1,1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,-1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1}

G7={-1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1,1,1,1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,-1}

G8={-1,1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1}

将本地雷达设置为第8号雷达,设置接收到的其它7部雷达的信号信噪比分别为:30 dB、25 dB、20 dB、15 dB、10 dB、5 dB、0 dB;发射的7路基带信号设置为:根据上述设置,模拟接收到的7个雷达节点混合信号如图3所示。

图3 接收到的多雷达节点混合信号

根据上述设置可知,接收到的雷达1信号功率最强,雷达2次之,依次类推,因此采用图4所示的步骤,进行串行干扰抵消的算法仿真。

图4 同时接收到7个雷达节点信号解调处理流程图

R1={1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1}

R2={1, -1, 1, 1, -1, 1, 1, 1, 1, -1, 1, 1, -1, 1, 1, -1}

R3={-1,1,-1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,1,-1,1}

R4={-1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1}

R5={-1,1,-1,-1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1}

R6={1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1}

R7={-1,1,-1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1}

如图4所示,首先依据本地雷达探测的结果对接收到的信号功率进行估计,根据估计结果首先对接收到的最强信号功率即雷达1辐射的信号进行同步、估计、检测,然后重建该信号,并从接收信号中减去该信号;重复该步骤依次对雷达2~雷达7辐射的信号进行检测。仿真结果如图5~图12所示。

图5 雷达1辐射信号检测及抵消后信号

图6 雷达2辐射信号检测及抵消后信号

图7 雷达3辐射信号检测及抵消后信号

图8 雷达4辐射信号检测及抵消后信号

图9 雷达5辐射信号检测及抵消后信号

图10 雷达6辐射信号检测及抵消后信号

如图5~图11所示,采用7级串行干扰抵消电路进行检测后,可以将雷达1~雷达7辐射的通信信号依次提取出来,信噪比较高,能够检测信号。

图11 雷达7辐射信号检测及抵消后信号

作为对比,对接收信号功率最弱的第7部雷达采用串行干扰抵消和直接采用相关处理2种情况进行仿真对比。如图12所示,解调时对接收信号采用串行干扰抵消对比处理,可见采用串行干扰抵消处理方式可以将信号有效提取,信噪比较高,不影响检测;而不采用串行干扰抵消,直接进行相关检测时,信号淹没在强噪声信号中,完全无法检测。

图12 采用串行干扰抵消和直接相关处理结果对比

3 结束语

本文基于雷达硬件平台,在指定的通信时隙内,在发射端对每部雷达的通信发射信号进行扩频编码调制,接收端采用串行干扰抵消的方法实现多路信号的同时接收解调,提高了时间利用率,其对弱信号的解调能力优于直接相关解调法,且具有低截获性、抗干扰能力强的特点,能够应用于跨平台多雷达间探测数据的无线传输。

猜你喜欢

多址时隙雷达
蜂群自组网双信道频率分集多址接入协议
DLD-100C型雷达测试方法和应用
雷达
复用段单节点失效造成业务时隙错连处理
基于非正交多址中继系统的中断概率研究
一种高速通信系统动态时隙分配设计
时隙宽度约束下网络零售配送时隙定价研究
面向5G的非正交多址接入技术
第5代移动通信基本要求与新型多址复用技术
基于空时二维随机辐射场的弹载雷达前视成像