基于特征模分析的金属环宽带天线设计

沈飘飘，李梦洁，肖如奇，杨 国，吴 文

(南京理工大学 电子工程与光电技术学院，江苏 南京 210094)

0 引言

为了更加直观、清晰地分析窄带模式天线带宽展宽的原理，更多的学者采用特征模理论作为设计宽带天线的基础理论[12-18]。如文献[13-15]通过特征模对偶极子电流分析，确定在偶极子上电流强处增加多个无功负载，显著提高天线的阻抗带宽。

本文通过从三角形环天线的特征模式出发，选取其中2个特征模式，通过在三角形环特定位置加电感负载改变特征模式的谐振频率，使之谐振频率靠近。并设计了一种适当的馈电方案，使这2个模式同时被激发，最终设计出一款多模谐振宽带天线。

1 天线的结构与模式分析

本文设计的宽带天线是由初始的三角环天线演变而来，天线结构如图1所示。该天线采用厚度为0.8 mm的FR4基板，其相对介电常数是4.4，损耗正切是0.03。介质板的上层是微带馈线，下层覆盖着三角环金属贴片，在三角环的底边中心刻蚀一条窄缝隙，通过同轴连接微带馈线和金属环进行馈电。天线的具体参数以及取值如表1所示。

图1 所提出宽带天线结构Fig.1 Structure of the proposed broadband antenna

表1 所提出宽带天线的参数尺寸Tab.1 Parameters and dimensions of the proposed broadband antenna 单位：mm

1.1 金属三角形环的特征模分析

天线为了更清晰地理解加载分布电感的金属三角环天线能够展宽阻抗带宽的原理，首先对如图2(a)所示的未加分布电感的初始三角环天线进行特征模分析。不考虑天线的介质板，前6个模式的模式显著性如图2(b)所示。

(a)天线结构

(b)模式显著性曲线图2 初始的三角环天线Fig.2 Original triangular ring antenna

然后观察谐振的4个模式在其对应谐振频率的特征电流分布，如图3所示。模式2和模式4具有相似的电流分布。在三角形环天线的底边，模式2和模式4的特征电流同向，且在中间部分电流值较强。为了有效地激励某个模式或多个模式，可以在该模式的电流最大处放置一个馈电。由上述电流分析可知，如果在三角形环的底边中心部分放置馈电，模式2和模式4可以同时被激励，实现宽带天线的设计。

(a)模式1在3 GHz

(b)模式2在3 GHz

(c)模式4在5.5 GHz

(d)模式5在5.5 GHz图3 谐振的4个模式的特征电流分布Fig.3 Characteristic current distribution of the four modes of resonance

1.2 加载分布电感后的特征模式分析

模式2和模式4虽然理论上可以同时被激励，但是这2个模式的谐振频率相距很远，结果不具备宽频带的特性。为了解决这个问题，进一步观察图3中初始三角环的模式2和模式4的特征电流。发现在三角环的两侧距底边1/3处，模式2的特征电流呈现最小值，而模式4的特征电流呈现最大值。因此，在此处放置2个集总电感，实现在改变模式4谐振特性的同时，不对模式2产生影响，改进的天线模型1结构如图4(a)所示。对改进的天线模型1进行特征模分析，得到如图4(b)所示的模式显著性随集总电感LH值变化的曲线。随着加载的集总电感LH值增加，模式2的谐振频率基本不变，而模式4的谐振频率明显地向低频方向移动，证明了集总电感的对称加载只对模式4产生较显著的影响。改进的天线模型1的特征电流分布如图5所示，与初始三角环的特征电流分布对比，模式2和模式4在集总电感引入前后的特征电流分布一致，证明了集总电感的引入不会改变这2个模式的原有辐射特性。由上述分析可知，集总电感的加载可使2个模式谐振频率更加靠近，从而形成宽频谐振特性。

(a)天线结构

(b)模式显著性随LH值变化曲线图4 改进的天线模型1Fig. 4 Improved antenna model 1

(a)模式2在2.9 GHz

(b)模式4在4 GHz图5 改进的天线模型1的特征电流分布Fig.5 Characteristic current distribution of the improved antenna model 1

进一步考虑到一体化加工问题，使用分布电感等效替代集总电感，改进的天线模型2结构如图6所示。

为了能真实地反映出这些细节，就必须研究更高级的纹理贴图技术[2]，那就需要对能进一步提高场景渲染效果的技术进行研究与实现。本文所论述的视差贴图技术就是一种更高级的纹理贴图技术，它在法线贴图的基础上增加了对高度的考虑，可以更真实地呈现出物体表面凸起的自我遮挡和运动视差的效果[3-4]。此外，本文论述的视差贴图技术还研究并实现了由于物体自遮挡而产生的自阴影的效果[5]。

(a)天线结构

(b)模式显著性随LA值变化曲线图6 改进的天线模型2Fig.6 Improved antenna model 2

根据传输线理论，当短路传输线长度小于λ/4时，可以等效为电感。对改进的天线模型2进行特征模分析，模型2的模式显著性随分布电感LA值变化曲线如图6(b)所示。随着加载的分布电感LA值增加，模式4的谐振频率逐渐降低，靠近模式2的谐振频率，这和改进的天线模型1的分析结果一致。模式2和模式4的特征电流分布如图7所示，也与模型1的特征电流分布一致，证明了分布电感替代集总电感，同样能实现宽带设计。

(a)模式2在3 GHz

(b)模式4在4 GHz图7 改进的模型2的特征电流分布Fig.7 Characteristic current distribution of the improved model 2

2 同轴到微带的三角形环馈电设计

2.1 理想端口馈电

通过上述分析可知，在底边中心位置馈电，可以同时激励模式2和模式4实现宽频带。首先，在CST中使用50 Ω集总端口模拟仿真。具体操作是在三角环底边中点处开长度为1 mm的缝隙，在缝隙处添加理想的集总端口馈电，不考虑介质基板，其结构如图8所示。

图9给出了加入集总端口馈电后的反射系数和输入阻抗随着LA参数变化的曲线。观察图9(a)发现，LA取不同值时，反射系数都存在2个谐振频点，这与上一节模式2和模式4的模式显著性谐振频率是一一对应的，证明这2个模式是该天线主要的谐振模式。但是，反射系数曲线匹配性都很差，主要原因是理想集总端口的使用，没有过多考虑天线的阻抗匹配问题。由图9(b)可以看出，该天线的输入电阻值大约为150 Ω，输入电抗值大约为-100 Ω，与输入集总端口不满足匹配条件。因此，还需要为天线设计一个匹配馈电网络，使得天线的输入阻抗与50 Ω输入端口阻抗匹配。

(a)天线反射系数

(b)天线的阻抗图9 集总端口馈电下的LA参数分析Fig.9 Analysis of LA parameters fed by lumped ports

2.2 同轴到微带过渡的馈电设计

为了实现更好的天线阻抗匹配，提出了一种同轴到微带线过渡的馈电设计。考虑使用厚度为0.8 mm的FR4基板，其馈电结构如图10所示。

图10 天线的馈电结构Fig.10 Antenna feed structure

三角环印刷在基板的底面上，而微带线印刷在顶面上。然后，顶层微带线左端通过金属过孔与底面三角环相连，顶层微带线右端连接同轴馈电内导体，而同轴馈电外导体与三角环相连。值得注意的是，为了避免额外的交叉，进一步移除外导体和环交叠部分的金属。

在CST中对天线进行仿真分析，图11给出了天线的反射系数随着LA参数的变化曲线。可以看到随着分布电感LA值增加，第二谐振点频率降低，这对应着特征模分析中的模式4的谐振频率降低。当分布电感值过小，天线只会形成双频天线；而当分布电感值过大，天线的阻抗带宽减小，综合考虑后选择分布电感值为5 mm。天线在谐振点2.6和3.66 GHz的电流分布如图12所示，与1.2节的特征模式2和模式4的电流分别对应，可以确定该馈电结构很好地激励出所需要的模式。这里需要指出的是，图11中的谐振频率相比上述特征模理论分析的结果发生了偏移，主要是实现过程中引入了介质板。

图11 LA对天线反射系数的影响Fig.11 Influence of LA on antenna reflection coefficient

图12 提出的天线的电流分布Fig.12 Current distribution diagram of the proposed antenna

3 天线的测试结果

对设计的金属三角环天线进行加工测试，天线实物如图13所示。使用矢量网络分析仪对天线的反射系数进行测量，并通过微波暗室对天线的增益进行测试，仿真与测试结果如图14所示。由图14可以看出，仿真和测试结果一致，天线的阻抗带宽仿真和测试结果分别为57.4%(2.35～4.24 GHz)和51.1%(2.46～4.15 GHz)。仿真的天线增益在工作频带内约为2.5 dBi，测试的增益为2.3 dBi。观察反射系数曲线可知，天线存在2个明显的谐振点，分别是2.58，3.7 GHz。

图13 加工的天线Fig.13 Machined antenna

图14 天线的仿真与测量的反射系数和增益曲线Fig.14 Reflection coefficient and gain curve of the antenna simulation and measurement

本文提出的天线与部分文献所设计的宽带天线进行比较，如表2所示。在满足宽带天线无线通信要求的前提下，本文天线尺寸远小于文献[10，18]；同时与文献[8-9，11]相比，不仅尺寸更小，相对带宽也更宽。与文献[19]中方形环天线相比，三角环天线的带宽更宽，面积更小。综合以上分析，本文提出的三角环天线具有尺寸小、频带宽和结构简单的特点，有一定的使用价值和应用前景。

在2.58和3.7 GHz频点处，该天线的仿真和测量的辐射方向图如图15所示。

图15 天线仿真与测量的辐射方向图Fig.15 Simulation and measurement radiation patterns of the antenna

在2个谐振频点处，天线的E面平面方向图呈现“8”字型，H面平面具有全向辐射特性。此外，E面的测量方向图略有波动，这是因为同轴电缆的影响和一些测量误差，天线方向图的仿真和测量结果基本吻合。观察E面方向图发现其交叉极化较大，这是三角形环天线底部保持宽边辐射特性的同时，三角形环另外2条边上的电流分布特性决定的。下一步可以考虑如何降低交叉极化，可以尝试在三角形环的两边添加枝节或缝隙，改变电流方向，减少与主辐射垂直的电流分量，降低交叉极化，这里不展开叙述。

4 结束语

本文设计了一款加载分布电感的金属三角环宽带天线。利用特征模理论分析金属三角环的特征模式，找到需要激励的模式2和模式4，具有形成宽带天线的潜质。通过在适当位置加载分布电感，使得模式4谐振频率降低，逐渐靠近模式2的谐振频率，而不改变模式先前的特征电流方向。最后选择合适的馈电位置，采用同轴到微带过渡的馈电结构激励出这2个模式，实现了宽带效果。该天线不需要添加复杂的馈电网络和非福斯特电抗元件，因而具有结构简单的优点。同时，在宽带天线的整个设计过程中，利用特征模理论对天线设计的每一步都给出了明确的指导，天线仿真测试性能和特征模理论分析的性能基本一致，验证了特征模理论设计天线的有效性。