高PSRR超低噪声的LDO设计

王甲柱，唐 威，姚和平

(1.西安邮电大学 电子工程学院，西安 710121；2.上海电子线路智能保护工程技术研究中心，上海 201202；3.上海维安电子有限公司，上海 201202)

0 引 言

近年来随着医疗电子产业的发展，便携式医疗电子设备得到了十分广泛的应用[1]。借助此类设备，医生可以实时监控患者身体的表征参数[1-2]。但该类设备通过无线能量传输，即用整流器将无线传输的交流信号转化为直流电压然后通过一个低压差线性稳压器(low-dropout regulator，LDO)进行稳压，由LDO的输出为后级系统供电[2]。为防止通过无线传输方式获取的能量信号中的交流纹波对后续的微小信号处理产生干扰[3]，要求LDO对噪声的抑制能力强，也就是对LDO的电源抑制比(power supply rejection ratio，PSRR)和输出噪声的指标要严格要求[4]，即在保证更低输出噪声的同时又在宽频带范围内保持较高的PSRR[4-5]。S.K.Hoon等[6]提出预稳压调制级加低通滤波器(low pass filter，LPF)结构，采用低通滤波器来滤除前级电路产生的噪声，但无源低通滤波器不仅占用面积大，而且延时较长，高频处的电源抑制比较低。J.P.Wang等[7]通过电容放大电路来优化低通滤波器以降低滤波器的占用面积，但增加了额外的电容放大电路。C. Park等[8]通过增加快速环路提高PSRR，不仅增加了设计的复杂度，而且增加了芯片面积。

针对以上问题，本文设计的LDO采用预稳压调制级加低通滤波器结构[9-10]，滤除预稳压调制级噪声，通过降低缓冲级的噪声，来实现LDO噪声的降低[11]，此外，采用电流缓冲和动态零极点追踪补偿技术扩展单位增益带宽，提高高频下的PSRR[12]。

1 LDO的噪声与PSRR分析

1.1 噪声分析

传统LDO结构中，噪声主要来自于电压基准源、误差放大器和反馈电阻网络，其中，来自于电压基准源和反馈电阻网络的噪声占据了很大部分[13]。本文采用的预稳压调制级加低通滤波器结构如图1所示。LPF的截止频率设置在1 Hz以下，将带隙基准和反馈电阻网络的噪声全部滤除。通过降低由误差放大器和功率管级构成的缓冲级的噪声，便可以实现LDO整体噪声的降低[14]。

图1 预稳压调制级加低通滤波器结构Fig.1 Structure of pre-regulated modulation stage plus low-pass filter

(1)

(1)式中：s=jω，其中，j为虚部，ω为频率；R，C为低通滤波器参数。

(2)

(3)

误差放大器结构如图2所示。本文误差放大器为折叠式共源共栅运放，通过采样LDO的输出电压与输入端的参考电压进行比较放大，控制功率管调节LDO的输出，使其实现稳压，其内部由共源级和共栅级构成，通过共源级将输入电压转换为电流，该电流由共栅级转换为输出电压来实现放大。图2中，Me1为偏置提供的尾电流；Me2为采样负载电流提供的尾电流；共源共栅管Me5，Me6抑制差分输入对管Me3，Me4产生的米勒效应；Me3的栅极电压是LPF输出；Me4的输入VFB为LDO的输出电压，Vbias为偏置电压。

图2 误差放大器结构Fig.2 Structure of error amplifier

(4)

(5)

(4)—(5)式中：K为玻尔兹曼常数；T为温度常量；γ为与工艺有关的调整因子；gm为MOS管跨导；Kp为与工艺有关的常量；COX为MOS管栅氧化层电容；WL为器件的面积；f为转角频率。

现对误差放大器噪声进行分析。忽略共源共栅管Me5，Me6，Me9，Me10，Me11，Me12的噪声，则Me3，Me4管的等效输入噪声为

(6)

(6)式中，gm3,4、WL3,4分别为Me3、Me4的跨导与面积。

Me7，Me8管的等效输入噪声为

(7)

(7)式中，gm7,8、WL7,8分别为Me7、Me8的跨导与面积。

Me13，Me14管的等效输入噪声为

(8)

由(6)—(8)式可知，通过增大误差放大器输入对管Me3，Me4的跨导[16]，以及适当地增大Me3，Me4，Me7，Me8，Me13，Me14的尺寸，便可以降低热噪声和闪烁噪声，从而降低误差放大器的噪声，从而实现LDO的超低噪声。

1.2 PSRR分析

PSRR等效路径如图3所示。电源纹波分为2部分传输到LDO的输出端：①通过误差放大器的输出端经过功率管Mp栅源放大得到(图3路径1)，将其增益记为AO1；②从功率管级耦合到输出端(图3路径2)，将其增益记为AO2。

图3 PSRR等效路径Fig.3 Equivalence path schematic of PSRR

对图3分析可得

(9)

(10)

(9)—(10)式中：rds为功率管内阻；RL为负载电阻；CL为负载电容；R1、R2为反馈电阻；ZL为输出阻抗;∥表示并联。

设从电源端到误差放大器输出的纹波增益为AS，功率管栅端电位为Vg，则有

(Vdd-Vg)gmpZL=Vout

(11)

Vg=AsVdd

(12)

故有

Ao2=(1-As)gmpZL

(13)

(11)式中，gmp为功率管跨导。

输出端的电源抑制比为

(14)

(14)式中：Ao为环路开环增益；F为反馈系数。

通常在环路带宽内忽略AO1带来的影响，则有

(15)

(15)式中：Adc为误差放大器低频直流增；We为误差放大器的主极点。

在不同频率下进一步对(15)式进行分析。

1)当LDO处于低频，即误差放大器主极点频率之前时，ZL约为功率管的内阻rds。忽略误差放大器的主极点，则有

(16)

2)当频率处于误差放大器主极点和带宽之间时，ZL仍为rds，此时误差放大器的主极点将影响PSRR，所以不能忽略，则有

(17)

(17)式中，GBW表示LDO的带宽，计算式为

GBW=AdcgmprdsFWe

(18)

由(17)式可知，PSRR在We处开始衰减，即出现第1个零点Z1。LDO在宽频率范围内的PSRR示意图如图4所示。随着频率的增加， PSRR将越来越差，当频率增加到LDO的带宽处时，即P1=GBW，此时的PSRR最差，约为1-As；当频率大于P1点时出现Z2、Z3零点，PSRR有所改善。

图4 LDO在宽频率范围内的PSRR示意图Fig.4 PSRR diagram of LDO in a wide frequency range

3)当频率增加到大于环路带宽频率时，ZL呈现容性状态，阻值约为1/sCL，此时，环路增益下降到0 dB以下，PSRR将受片外电容的影响，表示为

(19)

当频率继续上升，致使片外电容短路时，有

(20)

(20)式中，RESR为负载电容寄生电阻。

频率继续上升，在更高频时，有

(21)

(21)式中，CO为功率管寄生电容，表示为

(22)

(22)式中，功率管的栅源、栅漏寄生电容分别为Cgs和Cgd。

由(19)—(21)式可知，大的片外电容使频率高于环路带宽时，可以减缓PSRR的衰减。而在更高频率时，PSRR将依赖器件本身参数。

图4中，分别出现第2个零点Z2和第3个零点Z3，则有

(23)

(24)

综上所述，提高PSRR有以下3种方法：①当f≤fe时，增加误差放大器的低频直流增益；②当fe

(25)

由(25)式可知，在宽频率范围能实现电源纹波的抵消。由于前馈放大器需要足够大的带宽，需要很大的静态电流，不能满足低功耗设计的要求，因此，本文通过电流缓冲加动态零极点追踪补偿扩展环路单位增益带宽，实现高频下PSRR的提高。而LPF在滤除噪声的同时，还可以提高低频下的PSRR，所以本文通过低通滤波器低的截止频率(0.1 Hz左右)来实现低频下PSRR的提高。

2 电路设计

本文主环路电路图为单位负反馈结构，如图5所示。该电路通过降低误差放大器的噪声，实现LDO的超低噪声；补偿网络的输入和输出分别被接在误差放大器的折叠点和第2级的输出上；复用误差放大器，降低功耗，构成电流缓冲式补偿。图5中，MI为采样管；ESR为负载电容寄生电阻；Vcn，Vst，Vsr分别为采样负载电流信号，通过采样负载电流来实现功耗的降低，因此，环路的静态电流仅为5 μA，整个LDO的静态电流约为15 μA。补偿网络中，RC1，MC2，CC1，CC3构成追踪LDO输出极点的重载补偿通路；RC1，MC3，CC1，CC3构成追踪LDO输出极点的轻载补偿通路。2条路径分别通过米勒调零电阻RC1产生动态的左半平面零点，并使其追踪补偿LDO的输出极点，构成动态零点极追踪补偿。MC1，CC2构成的零点用于工艺角下的补偿，而Mf1，Mf2构成并联前馈跨导通路，通过控制该支路电流的大小，来控制Mp1管的跨导，改善由功率管栅漏交叠电容形成的右半平面零点位置。

图5 LDO整体电路图Fig.5 Schematic of the overall LDO

主环路小信号等效图如图6所示。图6中，Vin和Iin分别为共源级和共栅级的输入；re8和req为误差放大器共栅级等效阻抗；R2为第2级放大等效阻抗；Rm和Cm分别为补偿网络等效电阻与电容；gm3为功率管级跨导；Cc为功率管栅漏交叠电容；C2为功率管栅端寄生电容；CL为负载电容；RL负载电阻。图6中的虚线部分为误差放大器的等效图，等效为共源级和共栅级。

图6 主环路小信号等效图Fig.6 Small signal equivalent schematic of main loop

由于re8和Me9，req及Ms1和R2构成电流缓冲补偿，从Me9的源端和漏端看进去的阻抗为re8，因此，误差放大器的输出阻抗为re8，到地的总电容约为gms1rms1Cm。则误差放大器输出极点为

(26)

(26)式中：C1为误差放大器输出端到地的电容；gms1，rms1分别为Ms1的跨导与内阻。

电流并联负反馈小信号等效图如图7所示。将re8和Me9，req构成的共栅极等效，增益约为gme9re8。高频下电容Cm短路，忽略Rm的阻值，由于负反馈效应，从Ms1漏端看进去的输出阻抗为第2级跨导倒数的1/(gme9re8)倍。

图7 电流并联负反馈小信号等效图Fig.7 Current parallel negative feedback of small signal equivalent schematic

则功率管栅极极点为

(27)

(27)式中，gme9为Me9的跨导。

将第2级输出置零得到补偿网络形成的零点，表示为

(28)

通过前馈跨导gmf抵消流经CC的前馈通路电流，改变由功率管栅漏交叠电容形成的右半平面零点位置。则有

(29)

得前馈跨导级形成的零点，表示为

(30)

LDO输出极点为

(31)

ESR电阻形成的零点表示为

(32)

综上所述，设置误差放大器的输出极点为主极点，用Z1零点追踪补偿LDO的输出极点P3，让功率管栅端的极点P2远大于带宽(带宽10倍频外)，同时调整gmf的大小，让右半平面Z2零点远远大于带宽。由此主环路近似于一个单极点系统，在ESR电阻形成的Z3零点的影响下，实现稳定性的同时也扩展了单位增益带宽，提高了高频下的PSRR。

3 仿真验证

本文设计电路的输入电压为2.2～5.5 V，输出电流为0～250 mA。下面的仿真是在输入电压为3.8 V，输出电压为2.8V ，温度为25°，输入电容为1 μF，输出电容1 μF的条件下进行的。

仿真结果如图8—图15所示。

图8 相位曲线(轻载250 mA)Fig.8 Phase curve (light load 250 mA)

从图8—图9可以看出，轻载时，增益约为72 dB，相位裕度约为52°，带宽约为250 kHz。

图9 增益曲线(轻载250 mA)Fig.9 Gain curve (light load 250 mA)

从图10—图11可以看出，重载时，增益约为70 dB，相位裕度约为55°，带宽约为2 MHz。

图10 相位曲线(重载250 mA)Fig10 Phase curve (heavy load 250 mA)

图11 增益曲线(重载250 mA)Fig.11 Gain curve (heavy load 250 mA)

由仿真结果可知，不管是轻载还是重载，系统都有良好的稳定性。

从图12可以看出，100 Hz下PSRR约为-97 dB， 1 kHz下PSRR约为-96 dB，10 kHz下约为-85 dB，100 kHz下约为-66 dB。

图12 PSRR曲线图(带载20 mA)Fig.12 PSRR curve (with load 20 mA)

从图13可以看出，100 Hz和 1 kHz下PSRR大于-90 dB，10 kHz下PSRR大于-85 dB，100 kHz下PSRR大于-60 dB。

图13 PSRR工艺角曲线图(带载20 mA)Fig.13 PSRR process corner curve (with load 20 mA)

从图14—图15可以看出，在10 Hz～100 kHz频段积分后，轻载时噪声积分为9.8 μVrms，重载时噪声积分为7.5 μVrms。

图14 噪声分布图(轻载1 mA)Fig.14 Noise distribution graph (1 mA at light load)

图15 噪声分布图(重载250 mA)Fig.15 Noise distribution graph (250 mA at heavy load)

本文芯片基于0.35 μm CMOS工艺设计，版图面积为620 μm×520 μm，如图16所示。

图16 整体版图Fig.16 Layout of the LDO

表1为本文与其他文献的LDO性能对比，从表1可以看出，在2.8 V的输出电压下，本文方法在10 kHz的PSRR可达-85 dB，输出噪声积分可达7.5 μVrms，且负载电流更大，均优于所列文献。

表1 与其他文献的性能对比Tab.1 Performance comparison with other literatures

4 结 论

本文设计了一种高PSRR超低噪声的LDO。采用预稳压调制级加低通滤波器结构，实现LDO噪声的降低，并且分析、推导了PSRR传输路径。通过采用电流缓冲加动态零极点追踪补偿技术实现稳定性的同时也扩展了带宽，提高了高频下的PSRR。仿真结果表明，在重载(250 mA)条件下的输出噪声最低为7.5 μVrms，10 kHz下的PSRR为-85 dB，100 kHz下的PSRR可达-60 dB，能够满足便携式医疗设备的应用需求。