基于铜基微同轴线的Ka波段多波束天线子系统仿真建模技术

万 浩，顾村锋，计淞耀，靳子凡，段宇文，许 进

（1.西北工业大学电子信息学院，陕西 西安 710072；2.上海机电工程研究所，上海 201109）

0 引 言

毫米波雷达因其工作频率较高、天线尺寸较小且测量精度较高，其应用越来越广泛，比如导弹制导、安防监控等。但毫米波的大气衰减较为严重，因此，毫米波雷达需要更高增益的天线以及更大的发射功率来实现远距离的探测。具有高增益意味着波束宽度变窄，单个高增益天线能够覆盖的范围十分有限，需要多波束天线实现波束扫描，从而达到更大的覆盖范围［1］。如今多波束子系统可以通过微带、基片集成波导（substrate integrated waveguide，SIW）、共面波导等多种方式实现［2］。然而微带传输线在毫米波频段损耗较大、传统介质波导体积较大且不易集成等问题限制了多波束子系统在毫米波中的应用，严重影响了多波束天线小型化、宽带化和集成化发展。

铜基微同轴线由于其独特的结构，在宽频带内具有损耗低、色散效应弱（横电磁波传播）、线间隔离度高以及功率上限高（全金属结构）等优点［3］，能够满足高集成度、高效率、低损耗、宽波束扫描范围的多波束天线的工艺需求。图1为铜基微同轴线的三维视图及横截面示意图，主要包括矩形金属内导体、与内导体平行的矩形金属外导体、牺牲层释放的通孔以及解决内导体悬空问题的介质支撑条［4］。本文选用的铜基微同轴由九层金属层构成，其中1~4、6~9层的厚度为100 μm，第5层金属的厚度为60 μm，外导体释放孔的尺寸为200 μm×200 μm×200 μm，排布周期约为700 μm，介质支撑条的介电常数εr为2.85，损耗角正切tanδ为0.045，宽度为100 μm，厚度hd为18μm，排布周期也为700 μm。

图1 铜基微同轴三维视图及横截面示意图Fig.1 3-D view and cross-sectional view of copper based micro coaxial

本文采用铜基微同轴工艺设计宽带化低损耗的正交耦合器、移相器以及交叉结3个基本单元来实现Butler矩阵馈电网络，结合Vivaldi天线设计1×4天线阵列。利用铜基微同轴-倒装芯片封装技术，实现铜基微同轴与有源芯片的异构集成，最终仿真设计出Ka波段Butler矩阵馈电且波束可切换的1×4多波束天线子系统，解决了多波束系统在毫米波频段高损耗、窄带宽以及低集成度的问题。

1 多波束天线简介

Butler矩阵是具有多个输入和输出端口的网络，一个N×N的矩阵对输入端口之一施加信号，被均分为1/N后从输出端口输出。各个输出端口之间输出信号的最终相位偏移是恒定的，并且取决于输入端口的选择。图2为基于Butler矩阵馈电的多波束天线示意图，其中4×4 Butler矩阵是最常见的Butler矩阵，相邻端口之间可以实现±45°、±135°的相位差［5］。

图2 基于Butler矩阵的多波束天线Fig.2 Multi-beam antenna based on Butler matrix

在多波束天线网络中，天线阵波束指向可以通过相邻端口间的相位差来改变。图3为N元直线阵示意图，图中，I1~IN为方向图主瓣偏移角度为θ的N个天线单元，d为相邻天线单元之间的距离。相邻天线单元之间的波程差为d×sinθ，则波程时延的计算式为

图3 N元直线阵Fig.3 N-element linear array

式中：c为真空中的光速。假设天线工作频率为f，相邻天线单元之间相位差为ψ，由c=λf可知，ψ=2πf×τ=ω×τ，由此可以得出天线阵波束指向θ与相邻端口间的相位差ψ的关系式为

在实际应用中，Butler的输入端口外接开关芯片，实现输入端口的切换，输出端口给天线阵馈电，从而通过开关的切换获得不同的相位差，实现天线波束的偏转，扩大波束的覆盖范围，完成波束扫描。

2 1×4多波束天线

4×4 Butler矩阵由4个正交耦合器、2个45°移相器以及2个交叉结构成。设计宽带Butler矩阵，需要实现上述3种器件的宽带化。

2.1 正交耦合器设计

由于二分支线正交耦合器需要有四分之一波长，所以其带宽会被限制在10%~20%［6］。使用多节级联是最常用的提高带宽的方法，但多节级联耦合器分支线的并联臂的阻抗过小，使用铜基微同轴线实现的难度比较大。综合考虑后，选择在二分支线耦合器的基础上加载短路枝节的方法实现宽带特性［7］。

短路枝节加载的分支线耦合器在HFSS中进行仿真建模，主要工作为特定阻抗的传输线以及接地短路传输线的实现。图4为28~35 GHz宽带分支线耦合器HFSS模型，图5为铜基微同轴线28~35 GHz宽带分支线耦合器仿真结果。在频带内，回波损耗优于20 dB，隔离端口输出小于-20 dB，两个输出端口|S21|、|S31|的输出幅度为-3.26 dB，且不平衡度小于0.16 dB，两个输出端口相位正交，相位误差小于0.8°。综上所述，分支线耦合器在宽频带内的回波和隔离特性很好，而且输出端口的幅度和相位的不平衡度都很小。

图4 28~35 GHz宽带分支线耦合器HFSS模型Fig.4 HFSS model of 28~35 GHz broadband branch line coupler

图5 28~35 GHz宽带分支线耦合器仿真结果Fig.5 Simulation Results of 28~35 GHz Broadband Branch Line Coupler

2.2 交叉结设计

Butler矩阵两级正交耦合器之间需要连接交叉结，第一级正交耦合器输出等幅正交的信号通过交叉结向下一级正交耦合器输入，从而实现4个端口的输出。宽带交叉结可以通过级联两个宽带正交耦合器实现［8］，其中一个输出端口的两组信号相位相反，互相抵消，所以信号只从叠加信号的输出端口输出。这样的特性满足了交叉结的功能需求，因此利用这种宽带正交耦合器级联来实现所需要的宽带交叉结。图6为铜基微同轴28~35 GHz宽带交叉结的HFSS模型，图7为交叉结HFSS建模仿真结果。在28~35 GHz内，回波损耗均优于17.8 dB，|S31|在频段内为-0.24~-0.40 dB。隔离端口2的隔离度优于32.30 dB，隔离端口4的隔离度优于17.55 dB。

图6 28~35 GHz宽带交叉结的HFSS模型Fig.6 HFSS Model of 28~35 GHz Broadband Crossover

图7 28~35 GHz宽带交叉结仿真结果Fig.7 Simulation Results of 28~35 GHz Broadband Crossover

2.3 移相器设计

根据Butler矩阵的组成原理，在两级正交耦合器的中间需要一个宽带45°移相器，第二级耦合器与输出端口之间还需要一个0°移相器。加载U形耦合线，可以在线性直线上叠加正弦变化的曲线改变其相位特性［9］，当两者近似平行并且正弦曲线处于幅度最小时，可实现宽带相移。在移相器的设计中，参考线通过弯折以实现更小的尺寸，但电流会因为过多弯曲而产生积累，造成参考线的损耗变大。根据文献［10］，可通过对直角弯进行切割补偿，改善电流因内导体弯曲而不连续的现象。

图8为45°移相器的HFSS模型，该模型与0°移相器的模型区别在于参考线的长度。图9给出了45°移相器和0°移相器的HFSS模型仿真结果。在28~35 GHz的频带内，45°移相器参考线相对于交叉结输出端口的相位差ψ=45°±1.34°，参考线的插入损耗优于0.261 2 dB；0°移相器参考线相对于交叉结输出端口的相位差ψ=0°±2.07°，参考线的插入损耗优于0.256 5 dB。

图8 宽带移相器HFSS模型Fig.8 HFSS Model of Broadband Phase Shifter

图9 宽带移相器仿真结果Fig.9 Simulation Results of Broadband Phase Shifter

Vivaldi天线具有工作频带宽、增益高、方向性好、副瓣电平低、结构简单等优点。本文用到的Vivaldi天线结构使用同轴线直接馈电，同轴馈线末端连接天线的金属结构一侧的开路腔与槽线的起始端相连［11］。铜基微同轴馈电后，电磁能量沿着槽线向自由空间辐射，根据渐变方程变化的槽线约束电磁能量，使其具有较强的方向性，从而使整个Vivaldi天线表现出良好的端射特性。其渐变槽线可用下面的参数方程表示：

式中：a、b分别是槽线的宽度和长度；槽线在x方向上和y方向上的渐变分别由x（t）和y（t）控制，其中0≤t≤π/2。当n=4时，Vivaldi天线的结构如图10所示。金属上的锯齿状凹槽可以改善天线的电压驻波比。图10还给出了天线的E面、H面方向图。从E面、H面方向图可以看出，天线主波束的最大增益为11.39 dBi，其半功率波束宽度为64°，副瓣电平为－10.52 dBi。

图10 Vivaldi天线结构示意图及其E面、H面方向图Fig.10 Vivaldi antenna structure diagram and its E-plane and H-plane patterns

使用上述宽带分支线耦合器、宽带交叉结以及宽带移相器按照4×4 Butler矩阵的设计准则组成了28~35 GHz宽带Butler矩阵，Butler矩阵馈电网络为1×4的宽带Vivaldi天线线阵馈电，组成Ka波段1×4多波束天线。图11为铜基微同轴线1×4多波束天线，图12为不同频率下1×4多波束天线方向图。波束最大覆盖范围可达±32°，相邻天线的相位差为45°时，最大天线增益为14.47 dBi，相邻天线的相位差为135°时，最大天线增益为11.91 dBi。由于波束偏移，天线阵的最大增益比理想的宽带Vivaldi 1×4天线阵的增益低2.92 dB，而且偏移的角度越大，天线增益逐渐下降。

图11 基于铜基微同轴线1×4多波束天线Fig.11 1×4 multi-beam antenna based on copper micro coaxial line

图12 多波束天线E面方向图Fig.12 Multi-beam antenna E-plane pattern

3 Ka波段1×4多波束天线子系统设计

射频系统中放大器芯片可以放大信号功率，在Butler矩阵输出端口与天线馈电端口之间集成放大器芯片，可以提高天线的增益；开关芯片可以选择不同的通路实现多波束阵列的波数切换，在铜基微同轴Butler馈电的1×4多波束天线的基础上集成放大器芯片与开关芯片，可以实现多波束天线子系统。

铜基微同轴具有异构集成的能力，Ralston P提出了一种利用液态金属倒装芯片实现铜基微同轴线与砷化镓MMIC有源芯片互联的方法［12］。本文使用MACOM公司的MAAL-011111低噪声放大芯片，图13为铜基微同轴线与放大器芯片集成互连结构及仿真结果，工作频率22~38 GHz，覆盖上节设计的Butler矩阵的工作频段，利用该互连结构对铜基微同轴线与低噪声放大器芯片集成后，回波损耗在工作频带内优于8.90 dB，增益可达18.5 dB。根据切换4×4 Butler输入端口的需求，本文选择MACOM公司的MASW-011087高功率、低损耗、高隔离的单刀四掷开关芯片，该芯片工作频率为14~38 GHz。使用铜基微同轴线连接芯片的输入和4个输出端口，并通过4个直流输入端为开关芯片提供直流偏置，芯片倒装在支撑体与铜基微同轴线稳定互连，利用开关芯片的特性实现输入端口的切换。图14为铜基微同轴线与开关芯片集成互连结构及其仿真结果，利用该互连结构对铜基微同轴线与开关芯片集成后，导通通路的回波损耗在24~37 GHz的工作频带内优于20 dB，插入损耗在频带内低于0.9 dB，截止通路的隔离在工作频带内高于32 dB。

图13 铜基微同轴线与放大器芯片集成互连结构及仿真结果Fig.13 Integrated interconnection structure of copper based micro coaxial line and amplifier chip and its simulation result

图14 铜基微同轴线与开关芯片集成互连结构及仿真结果Fig.14 Integrated interconnection structure of copper based micro coaxial line and switch chip and its simulation result

图15为Ka波段多波束天线子系统。Butler矩阵的输入端口集成开关芯片，控制信号馈入不同输入端口，实现波束切换，Butler矩阵的输出端口与天线之间集成放大器芯片，提高天线的发射功率，实现多波束天线发射微系统。图16给出铜基微同轴线多波束天线子系统的仿真结果，开关芯片切换不同端口输入。从图中可以看出：在28~35 GHz的频段内，回波损耗优于13.7 dB。各端口馈电时的幅度特性：开关芯片选择1、4端口导通，输出幅度为11.73 dB±0.75 dB；开关芯片选择1、4端口导通，输出幅度为11.51 dB±0.82 dB；集成放大器后输出幅度提高18.3 dB。在28~35 GHz的频段内，各端口分别馈电时，相位不平衡度在±7.3°以内。

图15 Ka波段多波束天线子系统示意图Fig.15 Schematic diagram of Ka band multi-beam antenna subsystem

图16 Ka波段多波束天线子系统仿真结果Fig.16 Simulation results of Ka band multi-beam antenna subsystem

4 结束语

本文基于4×4 Butler矩阵以及多波束天线理论提出了Ka波段多波束天线子系统设计方法，不仅能够解决毫米波在自由空间中高损耗和信号干扰的问题，而且通过波束扫描实现了更大的波束覆盖范围。采用的新型铜基微同轴线工艺不仅解决了传统传输线在毫米波频段损耗大的问题，还结合自身准平面、自封装、易互连集成的特点实现了更紧凑的多波束天线子系统，能够满足5G毫米波频段通信系统的实际应用需求。