面向多服务的数字光载无线通信系统设计*

2022-12-12侯长满李文张江涛刘晓滨杨洲陈远航

通信技术 2022年10期

侯长满，李文，张江涛，刘晓滨，杨洲，陈远航

（1.中国人民解放军92493 部队，辽宁葫芦岛 12500；2.北京航天控制仪器研究所，北京 100039）

0 引言

在4G 和5G 网络、家庭宽带及无线局域网（Wireless Local Area Network，WLAN）等技术应用高度完善的背景下，用户对通话质量、数据业务的需求越来越高，要求移动网络无处不在。由于数字通信具有抗干扰性强、便于信号处理与传输、易于集成的优势，当前的室内信号分布系统多采用数字化接收机方案[1]。根据接收机对信号的处理方式及流程的不同，将数字化接收机分为零中频方案、射频方案和中频方案3 种。零中频数字化方案利用与射频信号频率相同的本振信号直接降至模拟基带，再经过模数转换器（Attack Damage Carry/Core，ADC）转换成数字信号并对其进行后续处理。该方案在成本、体积和功耗等方面具有一定优势，但是存在本振泄露、直流偏移和I/Q 失配等问题[2-3]。射频数字化方案将射频信号直接采样并完成数字化，减少模拟处理部分，但多服务、高载波信号的直接采样对ADC 提出了极大挑战。中频数字化方案先将射频信号混频到一个较低模拟中频，对低中频信号进行ADC 采样，实现数字化，然后在后端处理芯片中对其进行进一步数字基带处理[4]。该方案的中频和基带信号都具有较好的可编程性，便于通过更改软件配置实现系统的多服务支持。同时，经过数字下变频后的基带信号幅度一致性好、相位误差小，且数字滤波器具有更好的灵活性和选择性，使得中频数字化方案在体积、成本和运维等方面具有一定优势，广泛被多服务支持室内信号分布系统所采用。

此外，为实现移动通信信号的深度覆盖，需要实现远距离射频信号传输。数字光载射频（Digitized Radio over Fiber，DRoF）技术将光纤通信的高容量、低损耗及抗干扰性强的优点与无线通信的高灵活性相融合，将数字化射频信号调制到光波上，实现信号的光纤传输，然后在接收端恢复出射频信号，并通过射频前端及全向天线将无线信号发送给用户[5]。但是，随着无线业务应用的种类越来越丰富及数量越来越多，数据吞吐量急速增长，前传网络的数据传输压力巨大，网络建设成本居高不下。

本文系统采用数字中频方案，首先将前端射频信号混频到合适的中频，其次对中频信号进行数字化。为解决高采样率给基带处理模块带来沉重负担的问题，本文对高采样率信号进行重采样，以实现多服务信号的高压缩传输，并在接收端对多服务信号进行恢复并完成信号覆盖。

1 设计方案及内容

基于数字重采样的数字多服务收发机系统模型如图1 所示，系统包括近端单元和远端单元。为使系统能够正常通信，上行链路与下行链路必须保证传输信号的解调精度。由于上行链路与下行链路的架构类似，本文着重介绍系统下行链路的性能。多服务无线信号接入近端单元并被射频前端降为中频信号，中频信号在ADC 中进行数字化并送入可编程阵列逻辑（Field Programmable Gate Array，FPGA）进行数字信号处理。数字信号处理主要包括数字下变频、数据压缩、数据收发3 个阶段。首先对模数转换后的中频信号进行下变频处理，也就是将中频信号与数控振荡器（Numerically Controlled Oscillator，NCO）产生的正弦/余弦本振信号相乘，分别经过抗混叠滤波器，得到I、Q 两路基带信号。为实现单条光纤链路传输多业务大带宽的业务数据传输，对高速业务信号进行数据压缩是关键，即通过对其进行数字重采样和数据截位得到低数据流的业务信号。然而，在对基带信号进行数据压缩的同时，将大幅度恶化系统链路的动态范围性能。本文提出在数据压缩前对ADC 输出的数字中频信号进行自动增益控制，以保证在实现数据压缩的同时保持链路的动态范围性能。远端单元按照与近端单元相反的流程对信号进行处理。

图1 基于数字重采样的数字收发机系统模型

1.1 数字下变频

本文系统采用数字化中频方案，即在系统射频前端将较高的载波频率混频到一个理想的模拟中频，而中频频点的选择与系统的性能指标、实现难度和成本息息相关。该系统支持中国移动运营商的全球移动通信系统（Global System for Mobile Communications，GSM）、数字蜂窝系统（Digital Cellular System，DCS）、时分长期演进（Time Division Long Term Evolution，TD-LTE）通信系统3 种服务接入，系统各服务通道的最大信号带宽为50 MHz，如表1 所示。

表1 系统各通道频段分布及抽取系数

为实现该系统的标准化、模块化设计，该系统的中频频率选择应基于最大信号带宽50 MHz，同时考虑到系统整体的性能及复杂度，中频频率的选择还应遵循如下原则：

（1）中频频率需要兼顾所有制式频段，确保中频频段处于各服务频段无杂散中频频率分布区间。表1列出了各工作频段对应的无杂散中频频率区间，则系统中频频率的可选区间为90～140.83 MHz。

（2）为了便于后端进行基带信号处理，采样频率一般为符号速率的整数倍，易于实现同步，即fs=M×fsymbol，其中fsymbol为基带信号符号速率，本文系统的fsymbol为38.4 MHz，M通常取大于或等于4，当M=4 时，fs=153.6 MHz，该采样率下的奈奎斯特（Nyquist）区间分布如图2 所示。为避免信号采样造成频谱混叠，中频点一般选在每个奈奎斯特区间的中心，如38.4 MHz、115.2 MHz 等。结合前述本系统中频频率的可选区间大小，本文将中频点选在115.2 MHz。

图2 本文系统奈奎斯特区间分布

为方便后端处理器对数字信号进行处理，本文对模数转换后的中频信号进行数字下变频，即将数字中频信号与NCO 本振信号进行混频。NCO 的一般形式为：

式中：fc为本振信号；fs为系统的A/D 采样频率。当选择fs为153.6 MHz，中频频率点为115.2 MHz 时，fc/fs=3/4，NCO 的相位变化为2π×n×fc/fs=(3π/2)×n。

因此，正弦/余弦本振信号为：

本地NCO 只需产生1，0，-1，0 的交替序列，无须进行复杂的三角函数运算，理论上避免了NCO的有限字长效应，提高了系统精度，节省了FPGA运算资源。数字下变频器可以简化为图3。

图3 数字下变频器模型

1.2 数据压缩

数字下变频将信号频谱搬移到基带，通过对数字基带信号进行抽取实现数字重采样，即将原始采样序列x(n)每隔D-1 个数据抽取一个，从而形成一个新数列xD(m)，则有xD(m)=x(mD)，其中，D为正整数，x(n)序列的采样频率为fs。以D倍抽取率对x(n)进行抽取后得到抽取序列xD(m)的取样率为fs/D。由带通采样定理可知，为了避免抽取后信号发生混叠，x(n)的频率分量必须限制在[-fs/2D,fs/2D]内，否则必然产生频谱混叠，导致从xD(m)中无法恢复x(n)中的有用信号。故在进行基带信号的数字重采样前，首先要经过抗混叠滤波器，以保证采样率变换后基带信号不失真。

此外，采用高量化精度能够确保系统具有很大的输入动态范围，然而这样会带来传输数据的冗余，增加光纤收发器负担。为了降低传输数据量，本方案对数字重采样后的数据进行非线性截位。同时，为了保证小信号能够被正常采集而大信号又不溢出，本文根据采样数据的截位宽度对前端输入信号进行了自动增益控制。从而，在大大压缩传输数据量的同时，还可保持系统的动态范围性能。

1.3 自动增益控制

自动增益控制算法（Automatic Gain Control，AGC）的流程如图4 所示，它包括功率采集模块、功率状态判定模块、增益控制计算模块。

图4 AGC 逻辑

该算法能够在充分利用ADC 量化位数的同时保持系统高的输入动态范围。根据该AGC 原则，实时增益大小由截取位数后，模数采集模块所能采集信号的最大值H_L及最小值L_L、判定因子（B/C）和前一时刻增益大小等决定。该算法采用周期性控制模式，控制周期（CP）决定了增益起控周期的长短。在控制周期内，当输入功率超出阈值（H_L/L_L）的次数大于判决因子（B/C）时，当前增益才需要更新，否则不对输入信号进行增益调整。增益控制计算模块采取渐进式控制方法，初始控制增益为最大，下一时刻控制增益为前一时刻控制增益的1/2，这样能使模块输出信号快速收敛到目标功率范围。因此，需要根据不同的采样数据量化精度选择不同的算法参数，以保证系统的输入动态范围性能。

2 测试结果

本文在硬件平台上对所提设计方案进行进一步实验验证，该实验平台的架构如图5 所示，所支持的服务频段如表1 所示。以通道1 为例，使用罗德与斯瓦茨公司（R&S）信号源（SMW200A）产生中心频率为902 MHz、带宽为26 MHz 的下行射频信号（FDD_downlink）。接入单元中的射频前端对该信号进行处理并下变频到115.2 MHz 中频频点附近。选用凌力尔特公司的14 位ADC（LTC2152）对上述中频信号进行数模转换，并输入到Xilinx K7 系列FPGA（XC7K325T）进行数字信号处理。

图5 实验平台架构

在数据压缩处理过程中，本文对各路不同带宽的数字中频信号进行抽取，所采取的各路抽取系数如表1 所示。为了继续降低传输数据量，对各路中频采样数据进行低6 位截位处理，经过数据压缩后链路总传输数据速率为184.32 Mbit/s（传输带宽）×8 bit（截位宽度）×2（I/Q）×20/16=3 686.4 Mbit/s。相比于数据压缩前的传输速率176 Mbit/s（传输带宽）×16 bit（截位宽度）×2（I/Q）×20/16=7 040 Mbit/s，链路速率得到大幅度降低，减轻了后端光纤链路的传输压力，为后续动态增加服务通道提供可能。根据本文中的数据压缩情况，选取的自动增益控制参数值如表2 所示，通过实时进行自动增益控制保持系统的输入动态范围性能。

表2 自动增益控制参数及含义

最后，近端单元的FPGA 将处理后的基带数据进行打包并由SFP+收发器（FTLX8571D3BCL）传到远端。本文选用的光模块支持10 Gbit/s 数据速率的传输，最长传输距离可达20 km。与近端单元的处理过程相反，远端单元接收光纤传来的数据在FPGA 内部对其进行数据恢复。选用德州仪器公司的16 位DAC（DAC34H84）对恢复的数字信号进行数模转换并输出模拟中频信号，然后远端单元的射频前端完成上变频、放大等射频处理后得到射频信号。为了分析系统的下行链路性能，使用R&S 公司的频谱分析仪FSW 对输出的信号进行解调并测试链路的动态范围。

图6 显示了系统各路通道下行链路的动态范围测试结果，虚线为系统第2 个服务通道只进行数据压缩后的误差向量幅度（Error Vector Magnitude，EVM）性能指标，实线为系统各通道在数据压缩前引入自动增益控制的EVM 测试结果，3GPP 标准对64-QAM 调制方式下LTE 信号的EVM 标准要求为8%[6-7]。EVM 测试结果表明，本文通过引入AGC，系统第2 路服务通道的动态范围由[-48 dBm,-14 dBm]提高到[-60 dBm,13 dBm]，整体提高了39 dBm。同时，系统各路服务通道的动态范围均能满足指标要求，且各通道间指标一致性较好，表明本文算法在提高系统压缩效率的同时保持了系统高动态范围性能。