双模式侦察干扰一体化技术

2022-11-19赵明峰

系统工程与电子技术 2022年12期

杨康, 郝汀, 赵明峰, 黄伟

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所, 江苏扬州 225001)

0 引言

雷达是现代战场不可或缺的信息化装备,随着现代科学技术的发展,雷达正不断朝着数字化、宽带化、低截获方向发展;另一方面,机载或弹载平台由于自身体积和载重原因,要求电子对抗设备能够实现小型化和多功能。在这种情况下,能够实现电子侦察和电子干扰功能一体化的技术尤为重要。目前在电子侦察方面,主要采用数字信道化技术实现雷达信号的频率、脉宽、重复周期、脉幅等参数的测量[1-3];在电子干扰方面,主要采用直接数字频率合成技术和数字储频(digital radio frequency memory, DRFM)技术[4-7]实现干扰源,其中DRFM技术由于生成信号具有高度相干性的特点而受到高度重视。目前DRFM主要采用直接储频方式,即对一定瞬时带宽的中频信号进行高速采样、存储,然后再延时转发。2008年,王宗博等基于数字信道化接收原理和传统DRFM结构,提出了基于数字信道化的DRFM系统模型,并进行了相关仿真[8]。2011年,刘建林等提出了一种基于数字信道化输出的改进型DRFM系统的工程化设计方法[9]。2015年，Omer等采用了两种不同的算法对宽带信道化DRFM架构进行了优化,并在Virtex-6 SX475T芯片上以200 MHz的时钟速率进行了验证[10]。2018年,王明君从软硬件实现角度介绍了瞬时带宽为2 GHz、基于数字信道化的侦察干扰一体化处理单元[11]。上述文献或偏向于信道化DRFM的理论分析和仿真,或偏向于实物测试平台的构建,共同的特点是只考虑了单路子信道中信号的调制输出。文献[12-13]虽然对宽带跨信道信号的重构进行了仿真,但对宽带信号的跨信道检测仲裁并未进行深入分析,也未对多路子信道合成输出信号的保真度进行深入分析。另外,目前国内无论是数字信道化接收机还是信道化DRFM,通常都是建立在子信道均匀分布的基础上,由于实际雷达信号为非合作信号,普遍存在着宽带信号跨信道的现象[14]。针对此问题,在数字接收机方面一般有以下两种处理方法:① 两级信道化法[15],第一级采用较宽信道,减小信号跨信道概率,然后对第二级信号进行信道化处理;② 分析综合滤波器法[16],在信道化后进行能量检测和信道判决,根据判决结果将若干子信道归为一组进行综合,实现动态非均匀的信道化。第一种方法将信道越分越细,虽然有利用数字信道化接收机的信号测量,但不利于侦察干扰一体化设备中干扰信号的重构。第二种方法中如果设备随输入信号带宽进行动态重构,那么所需处理速率可能会超过现场可编程门阵列(filed programmable gate array, FPGA)的最大时钟速率。雷达信号的实时捕获和干扰信号的及时生成也是需要重点考量的一个因素。针对上述问题,本文提出了一种基于数字信道化和数字下变频并行双模工作的侦察干扰一体化架构及其具体工作流程;另针对数字信道化接收及储频,分析了宽带信号跨信道及信道判决问题,并通过仿真计算量化了各子信道频域拼接法对重构干扰信号保真度的影响,并与直接储频方式进行了对比分析,从而得出双模侦干一体化设备的自适应工作策略。

1 双模式侦察干扰一体化系统

1.1 双模式侦察干扰一体化方案

本文所提的双模式侦察干扰一体化系统核心部分功能模块组成如图1所示。图1中，首先通过高速模拟数字转换器(analog-to-digital converter, ADC)对输入的中频信号进行带通采样,数据经高速接口传输到FPGA芯片中。高速采样数据在FPGA内部经高速缓存和串并转换降速后,达到与FPGA工作频率相匹配的速率。然后，采样数据分别送入数字信道化通道和数字并行变频通道进行处理。在数字信道化通道中,对输入的采样数据分别进行信道化接收、信道信号检测与参数估计、信号存储和干扰调制(多谱勒调制、距离范围模拟)等操作;其中对各子信道进行信号检测和参数估计后,生成脉冲描述字(pulse description words, PDW)送信号分选模块进行处理;信号分选模块根据PDW信息,生成辐射源描述字,并进行威胁目标识别;干扰决策与控制模块根据事先装订的干扰策略和参数对干扰调制模块进行控制。信道化接收模块对生成的子信道同向(in-phase, I)和正交(quadrature, Q)分量数据进行一定延时量的缓存,当完成信道检测后,会选取相应子信道的数据进行高速存储。干扰调制模块按照一定的时序读出存储的子信道数据,并进行延时、多普勒调制,生成干扰信号。干扰信号经并串转换后发数字模拟转换器(digital-to-analog convertor, DAC)形成中频信号。

图1 功能模块组成

在数字并行变频通道中,对输入的采样数据序列交替抽取,并通过多相滤波结构实现数字下变频(digital down conversion, DDC)。接着,对I、Q分量数据进行时频检测处理:时域方面,通过平方率检波法得到脉冲包络,从而获取到脉冲到达时间等信息;频域方面,在快速傅里叶变换(fast Fourier transform, FFT)后进行谱峰搜索,从而可以获得载频和频谱调制信息。同时,I、Q数据经缓存后受控进行高速存储,并由干扰决策和控制模块引导,按一定时序读出并进行多普勒调制和延时转发。最后，生成的干扰数据经数字上变频(digital up conversion, DUC)还原为中频信号。

数字并行变频通道是信道化通道的重要补充。当雷达信号带宽小于子信道的带宽时,信道化通道能够准确地对雷达信号进行参数测量以及干扰信号重构。当雷达信号带宽大于子信道带宽时,就会出现跨信道的情况。接收方面,在不进行信道动态综合的情况下,通过数字并行变频通道进行时频域的参数测量,可弥补数字信道化通道的不足;发射方面,通过数字并行变频通道可实现宽带雷达信号的储频和重构。

该侦察干扰一体化架构的优点在于能够实现窄带信号高精细的储频干扰,也能够实现宽带雷达高保真的信号重构。如何在这两种模式间进行切换需要一个准则;同时该准则也涉及到宽带跨信道信号融合后的保真度。下文针对数字信道化收发方案和信道选择进行深入分析。

1.2 接收及发射信道化原理分析

以数字接收信道化为例,原始的直接变频方式如图2所示。信号x(t)经ADC采样后得到离散信号x(n);x(n)复制K路后分别通过滤波器得到不同的子带信号;然后与不同的数字本振进行混频,得到基带信号后再进行D倍抽取,以便进行后续处理。然而直接变频方式实现困难,因为各通道滤波器特性不一,且处理速率要求与ADC速率相同,对硬件资源要求高;特别当信道数目大时,实现效率比较低。

图2 直接下变频信道化模型

多相滤波方式则可大大降低数字信道化实现的复杂度和对资源的需求度:将抽取移到数字滤波之前,可降低滤波过程中的运算量;每个通道滤波器为原型低通滤波器的多相分量,减小了数字滤波器的阶数。

设K表示划分的子信道数目,D表示对输入信道的抽取倍数,令:F=D/M。hLP(n)为N阶低通有限脉冲响应(finite impulse respond, FIR)滤波器的冲击响应。在多相滤波结构下,第k个信道的输出[17-18]为

(1)

F=1称为临界抽样条件,此时通过信道化后无法分辨落入相邻信号的两个信号。当F=2且滤波器堆积排列为偶形式,有K=2D,ωk=2πk/K,代入式(1)则有:

(2)

(3)

所以高效多相滤波接收信道化的结构形式如图3所示。其中，包含离散傅里叶逆变换(inverse discrete Fourier transform, IDFT)。

图3 基于多相滤波的接收信道化模型(F=2)

接收信道输出数据yk(m)后,经相关调制形成发射mi(n),经I倍内插、滤波和上变频后,输出表达式[19]为

(4)

式中:

(5)

其中,q=0,±1,…。

令n=rI+p(p=0,1,…,I-1),z(rI+p)=zp(r),h(rI+p)=hp(r),I为内插倍数,那么有:

(6)

当K=2D,ωi=2πi/K时,则有:

(7)

定义:

式(7)可以变换为

zp(r)=xp(q)*hp(q)

(8)

最终可以得到:z(n)=zp(mI+p)。根据式(8)实数信道化发射的高效架构如图4所示。

图4 基于多相滤波的发射信道化模型(F=2)

上述公式推导按照均匀信道偶型排列方式进行。同时,考虑到实际滤波器存在一定带宽的过渡带,过渡带的存在导致信道之间存在盲区,无法全带宽覆盖,如图5(a)所示,如有信号落在信道之间就会造成漏警。因此,将各信道在3 dB带宽处交叠,信道间重叠区域为50%,如图5(b)所示:滤波器的通带带宽为3 dB带宽(由通带截止频率确定),等于总带宽除以信道数目;阻带带宽为60 dB带宽(由阻带截止频率确定),并且令60 dB带宽为3 dB带宽的两倍。这种处理方法能够解决信号落入相邻信道之间的接收盲区问题,也可避免信号重构时失真严重的问题。

图5 信道排列形式

1.3 跨信道信号处理方法及评估

在图5(a)中，射频信道之间频率间隔与数字化信道带宽的一半相等,整个系统通过数字瞬时测频进行信道仲裁,用于确定信号所在的真实信道[20]。对于第k个信道,瞬时频率ωk估计可以表示为

(9)

式中：Øk[n]表示k通道中第n个点的瞬时相位。那么,在最大抽取率的情况下(F=2),通过瞬时测频结果进行信道仲裁,在信道k中的信号需满足如下条件:-π/2≤ωk·M≤π/2。

当窄带信号频谱刚好位于相邻信道之间,则会出现跨信道的现象。滤波器组在实际实现时不是理想滤波器组,相邻子信道之间的滤波器存在过渡带交叠问题。如窄带信道位于过度带时,能量落入两个子信道中,信道检测会在这两个子信道中同时检测到信号。

宽带信号在通过信道化模块后,宽带信号带宽大于单个子信道带宽,信号频谱被多个相邻子信道切割。以宽带线性调频信号为例,如图6所示,左侧信道的信号检测模块会最先检测到信号能量恶化,然后依次是中间信道和右侧信道,且各子信道的信号出现时间在开始时会有重叠;但这时各子信道所测的脉内参数都是不完整的,无法获得宽带线性调频的真实参数。针对信道化方式下的宽带信号侦测问题,可以采用本文所提架构中的并行通道进行参数测量。

图6 宽带信道跨信道频谱图

至于信道化储频后,宽、窄带重构信号的失真程度如何就需要进行定量的评估。线性调频信号的线性度可以反映DRFM系统的性能,其定义为偏离理想线性调频的最大频率值与其信号调频带宽的比值,表示为

(10)

式中:B是信号调频带宽;fe(t)为信号频率偏离函数,具体形式为fe(t)=fs(t)-f(t),其中fs(t)为实际信号的瞬时频率函数,f(t)为理想信号的频率函数。

2 收发信道化技术仿真与分析

为验证所提侦察干扰一体化架构,采用Matlab软件对信道化收发通道进行建模仿真,并将信道化储频与直接储频方式进行对比。设定采样率为2 Gbps,量化位数为8 bit;采用均匀信道50%交叠的偶型排列,划分信道数目为32个,子信道带宽为62.5 MHz;抽取因子为16。由于信号的共轭关系,只需考虑前16个信道。其中,部分信号覆盖范围如表1所示。

表1 部分信道划分

信道化滤波器组的整体性能取决于低通原型滤波器。基于最佳逼近最大最小准则,通过Matlab的firpmord函数求出原型低通滤波器的阶数,兼顾性能和可实现性,取滤波器阶数为224。滤波器通道截止频率为31.25 MHz,阻带截止频率为62.5 MHz,阻带插入损耗为60 dB。下文按照信道内及跨信道两种情况进行仿真,每种情况下考虑不同的信号带宽,并按照输入信号信噪比为20 dB进行仿真测试。

2.1 信道内信号收发仿真

设输入信号为线性调频信号,中心频率为437.5 MHz,调频带宽为5 MHz,脉冲宽度为10 μs。采用直接储频方式,输出信号频谱与输入信号频谱基本一致,如图7所示。

图7 输入信号及直接DRFM输出信号频谱

采用信道化进行信号接收和储频输出时,经仿真测试,输入信号位于第8信道,中心频率为437.89 MHz,频率测量误差很小;输出信号频谱如图8所示,相对于直接储频输出结果部分频点处杂散降低;而在信道8内,重构信号频率变化曲线与理想频率变化曲线非常接近,如图9所示,只是在频率低端受滤波器影响出现了跳变。

图8 信道化DRFM输出信号频谱

图9 信号线性度对比

当输入中心频率为437.5 MHz、调频带宽为62.5 MHz的线性调频信号时,直接DRFM和信道化DRFM输出信号频谱如图10所示。信道化DRFM输出信号在频谱中心处出现了约8 dB的凹陷,这是由于接收时,信号部分频谱泄露到了信道7和9,而合成干扰信号时将信道7、8、9数据同时做了逆信道化合成,导致出现了幅度相消的现象。

图10 直接DRFM和信道化DRFM输出信号频谱图

考虑多信号情况,当输入中心频率分别为437.5 MHz、250 MHz、625 MHz,调频带宽为5 MHz的线性调频信号时,两种储频方式下输出的信号频谱如图11所示。当外部存在多信号时,信道化收发方式可对多个信号进行正常储频,输出信号频谱与直接储频方式相同,但如仅需对其中一个信号进行干扰时,信道化储频方式能进行针对性的储频,而不是将瞬时带宽内的信号都进行无选择的存储。具体措施是通过第1.3节中所述方法判别真实信道号,当生成干扰信号时保留真实信道数据、同时将其他信道数据都置为0,逆信道化处理后信号频谱如图12所示。一方面,干扰信号频谱与输入信号非常吻合;另一方面,无用信号被剔除,干扰信号杂散也被大大降低。

图11 多信号DRFM输出频谱

图12 无用信号剔除后的频谱图

2.2 跨信道信号收发仿真

在第8信道和第9信道的交界处,输入中心频率为468.75 MHz的线性调频信号,脉冲宽度为10 μs,将调频带宽逐步从1 MHz变化为73 MHz,进行仿真测试。当带宽较小时,信号的线性度较高,最大频率偏差也较小;随着输入信道带宽增大,最大频率偏差也随之增加,如图13所示。

图13 最大频差随输入带宽的变化关系

考虑跨信道带宽是60 MHz的情况,两种储频方式下输出信号频谱对比如图14所示。对比直接储频输出信号频谱,信道化储频输出信号频谱发生了畸变:高低两端频率处信号出现了5 dB以上的降低,而中心频率处功率有所抬升。这主要是因为宽带信号跨越了信道8和信道9,在信号开始时刻信道8和信道9都能接收到信号,区别在于:信道8中信号处于滤波器的通带范围内,接收信号功率大且信号相位线性变化,如图15所示;信道9中信号由于处于滤波器边缘,接收到的功率较低,相位为非线性变化，如图16所示。信号结束时刻,两信道情况相反。因此，在信号开始和结束阶段出现了信道8和信道9信号叠加相消的现象。而在信号中间阶段,两信道信号都是按相同趋势线性变化,因此出现同相相加、功率增长的现象。

图14 直接DRFM和信道化DRFM输出信号频谱图 (60 MHz 带宽信号输入)

图15 信道8幅度频率变化图

图16 信道9幅度频率变化图

当输入中心频率为468.75 MHz、调频带宽为160 MHz的宽带线性调频信号时,直接储频和信道化储频输出信号频谱对比如图17所示。同理,由于信号跨越了信道6～信道9,不同信道信号参与了逆信道化综合,导致幅频图上出现有规律的信号功率凹坑,凹坑底部距离峰值功率差值约8 dB。

图17 直接DRFM和信道化DRFM输出信号频谱图 (160 MHz 带宽信号输入)

由上述仿真结果可知,当出现宽带跨信道信号时,不仅脉内调制参数无法获知,而且重构的干扰信号频谱也发生了畸变。如带宽相对较小(不大于子信道带宽),那么信号畸变较小;如带宽跨越多个信道,那么信号畸变加大,频谱功率损失较大。因此,根据仿真测试结果,可生成本文所提侦察干扰一体化方案的双模式使用策略:侦察方面,信道化通道和并行变频通道同时使用;干扰方面,当信号带宽大于信道化带宽时,采用并行变频通道产生干扰信号;当信号带宽小于等于信道化带宽时,采用信道化通道产生干扰信号。这样,侦察时可同时满足宽、窄带雷达信号的参数测量要求;干扰时既可确保干扰信号的保真程度,又可进行精准化的储频,防止在射频前端放大过程中因储频产生的无用频谱分量而降低有效干扰信号的辐射功率。