基于双方环结构的超宽带平衡滤波器设计

钱莉荣，豆亚稳，姜悦晨，李夏清，张 伟，李翠平,田亚会，李红浪，王荔田

(1.天津理工大学 集成电路科学与工程学院 薄膜电子与通信器件天津市重点实验室，天津 300384；2.天津理工大学 集成电路科学与工程学院，光电器件与通信技术教育部工程研究中心，天津 300384；3.中国联合网络通信有限公司，北京 100038；4.中国电子科技集团公司第二十六研究所，重庆 400060；5.中科院声学研究所，北京 100190；6.国家纳米科学中心，北京 100190；7.广东粤港澳大湾区国家纳米科技创新研究院，广东 广州 510530；8.广东广纳芯科技有限公司，广东 广州 510530)

0 引言

随着多制式频分复用及高集成度射频系统的快速发展,以及电路小型化、模组化的发展趋势，有效控制介质层串扰及链路间电磁干扰成为射频前端设计必须面对的难题[1]。平衡电路因具有高抗电磁噪声及抗串扰能力而备受关注[2-3]。平衡滤波器作为射频收发系统核心组件，其性能至关重要。同时为了满足高数据速率传输及多制式覆盖的需求，具有共模抑制特性的超宽带平衡滤波器研究备受关注[4-8]。以往研究多采用基片集成波导[4]，利用平行耦合线结构[5]或引入半集总混合结构[6]实现具有一定共模抑制特性的平衡滤波器设计，但具有50%以上相对带宽的超宽带差分滤波器设计仍不多见[7-8]，且电路尺寸较大的问题仍待解决。本文利用矩阵转换方法分析双方环谐振器结构，并设计了一款相对带宽为74.3%且具有高阻带抑制、高矩形系数及共模抑制的小型化超宽带平衡滤波器。

1 滤波器构型差共模分析

平衡滤波器在数据传输的差模激励下作为带通滤波器工作，在噪声串扰的共模激励下作为带阻滤波器工作，如图1所示。图中①、③和②、④分别表示不同的输入波、输出波端口。差分电路波端口矩阵可表示为

(1)

式中：d为差模；c为共模；a和b分别代表不同工作状态下入射波和反射波的归一化电压值。

图1 混合S参数模式下差分电路概念图

平衡超宽带滤波器基础结构如图2所示。差模信号激励时，结构水平对称面T-T*等效于理想电壁，处于对称面的中间加载枝节电短路，得到差模等效电路图如图3所示。共模信号激励时，结构水平对称面T-T*等效为理想磁壁，以长L6、宽W6的对称面加载枝节引入共模等效电路，如图4所示。基于上述差模及共模等效电路模型建立理想传输线模型，差模及共模理想传输线等效模型分别如图5、6所示。引入传输矩阵计算完成平行耦合双线结构分析，其中图5平行耦合单端短路线传输矩阵MddL为

MddL=

(2)

单端短路平行耦合线传输矩阵MddR可表示为

MddR=

(3)

图2 平衡超宽带滤波器结构示意图

图3 平衡超宽带滤波器差模等效电路图

图4 平衡超宽带滤波器共模等效电路图

图5 滤波器差模理想传输线模型及传输矩阵

图6 滤波器共模理想传输线模型及传输矩阵

此外，级联传输线传输矩阵M2、M3、M4分别为

(4)

(5)

(6)

中央并联短路枝节传输矩阵M5可表示为

(7)

由此可得到方环下半传输矩阵：

Mlower=M3×M5×M3

(8)

整体方环传输矩阵可先利用传输矩阵求得方环上下两路导纳矩阵Y，再经导纳矩阵求和得到整体方环导纳矩阵。其中由传输矩阵变换导纳矩阵的关系如下：

(9)

式中A、B、C、D为传输矩阵参量。由此得到短路枝节加载方环谐振器整体导纳矩阵为

Yring=Ylower+Yupper

(10)

由Mlower、M4经矩阵变换得到Ylower及Yupper。整体方环谐振器导纳矩阵Mring经以下关系可变换回传输矩阵：

(11)

综上可得差模等效电路总体传输矩阵：

Mdd=MddL×M2×Mring×M2×MddR

(12)

图6所示的共模理想传输线等效电路仅有两端平行耦合双线结构传输矩阵，与图5中的差模等效电路不同，其整体传输矩阵为

Mcc=MccL×M2×Mring×M2×MccR

(13)

其中：

(14)

(15)

(16)

式中Z0为50 Ω端口阻抗。根据S21=1，S21=0，可求解得到差共模激励下的传输极点和传输零点数值解。使用MATLAB对式(16)中的S21进行数值求解，得到3个分布在设计通带内的差模谐振模式dd21f1、dd21f2、dd21f3，1个DC外传输零点dd21fTZ1以及共模激励下的差模频带内共模极点cc21f3，如图7所示。为了简化设计，设Z1e=Z1o=45 Ω，Z2=Z3=Z4=Z5=130 Ω，且将电气长度初始值假定为θ1=90°，θ2=θ3= 70°，θ4=θ5= 15°，其中计算过程中的参考频率设定为通带的中心频率fd=1.4 GHz。首先将假定初始值的电长度及阻抗带入计算，后逐步调整fi，并将电长度全部依据当前所求解fi进行重计算θ′i=θifi/fd，最终得到使S21=1成立的全部解，即为谐振频率的数值解。

2 超宽带平衡滤波器设计

求解各电气长度对差模谐振频率的影响，并综合图8～11可知，dd21f2,、dd21f3均明显受到θ1及θ2变化的影响；θ3变化仅影响dd21f1、dd21f3，而dd21f2不受影响；dd21f1、dd21f2及dd21f3整体因θ4的增大而减小。因此，通过先确定θ4可使差模频带满足设计中心频率fd，再通过联合调整θ1及θ2可使滤波器满足设计频带要求，且传输零点dd21fTZ1不受θ1、θ2的影响，最终优化θ3可将传输零点调整至边带，实现了具有高选择性的差分通频带响应。

图8 差模谐振模式及传输零点随L1电气长度变化曲线

图9 差模谐振模式及传输零点随L2电气长度变化曲线

图10 差模谐振模式及传输零点随L3电气长度变化曲线

图11 差模谐振模式及传输零点随L4电气长度变化曲线

差模通频带内回波损耗可由长度L1的平行耦合双线耦合系数独立控制，如图12所示。当选定耦合系数k=0.065时，回波损耗优于25 dB。耦合系数定义为

k=(Z1e-Zoo)/(Z1e+Zoo)

(17)

图12 差模频率响应特性及耦合系数k关系曲线

为了抑制差模频带内共模极点cc21f3，引入长L6、宽W6的加载短路枝节。通过调整L6可额外激发并移动共模传输零点cc21fTZ，将其设置在共模极点cc21f3处，可获得10 dB以上的差模通频带内共模抑制，且不影响差模通频带特性，如图13所示。

图13 共模频率响应及随L6变化影响

将传输线初始电长度纳入全波电磁仿真，对最终电路版图进行优化仿真，得到具体尺寸值如下：W1a=W1b=0.35 mm，W2=W3=W4=0.05 mm，W5=W6=0.1 mm，L1=34.1 mm，L2=31.9 mm，L3=29.1 mm，L4=6.1 mm，L5=6.2 mm，L6=22 mm，g=0.05 mm。图14为最终电路频率响应特性曲线。由图可见，超宽带带通滤波器3-dB带宽覆盖了870 MHz～1.93 GHz频率范围，相对带宽74%，中心频率1.4 GHz，回波损耗19 dB。共模激励下的信号为超宽带阻特性，差模通频带内共模抑制可达20 dB，中心频率处的工作电流密度集中分布于主体谐振器方环结构。最终版图设计采用蜿蜒线慢波结构，得到紧凑的电路版图如图15所示。由图15可知，最终电路尺寸仅为0.17λg×0.17λg，其中λg是fd=1.4 GHz处50 Ω微带线对应的导波波长。

图14 全波电磁仿真结果及中心频率下电流密度图

图15 超宽带平衡滤波器电路版图

3 结束语

本文设计了一款可覆盖2G、3G及4G LTE多波段的超宽带平衡滤波器。通过传输矩阵及导纳矩阵转换分析方法解构方环谐振器在差分电路中的机理，并据此完成宽频差模频带设计。在对称面引入端口枝节线优化共模传输特性，最终设计完成了一款具有高共模抑制水平及选择性的超宽带差分滤波器，其在低噪声宽频收发系统中具有一定的工程应用价值。