双频带可重构功率放大器设计

冀常鹏 张凯威 南敬昌

（辽宁工程技术大学电子与信息工程学院,葫芦岛 125105）

引 言

随着5G 通信技术的发展，通信标准越来越多[1]，无线通信系统面临的频谱资源短缺问题愈发严峻，作为其至关重要的一环，能工作在双频带、多模式的功率放大器呼之欲出.利用可重构的灵活性[2]，通过开关控制匹配网络状态，可以完成不同工作状态的切换；而宽带技术能使多个通信标准相互兼容[3].多种技术的相互融合是未来通信技术的发展趋势，把可重构和宽带技术结合，可以缓解频谱资源紧张的问题.

功率放大器的可重构[4-5]和宽带技术[6-8]一直都是学术界和工业界的研究热点.经过国内外学者的不懈努力，取得了很多成果.文献[4]基于变容二极管设计了一款中心频率可移动的功放.文献[6]采用混合连续类模型控制谐波，设计了一款宽带功放.文献[9]设计了一款可重新配置的双波段功放，结构简单，但工作波段过窄.文献[10]使用PIN 二极管设计了可重构功放，该功放能工作在四个频点，但结构复杂且效率偏低.文献[11]利用接地式开关制作了一款三波段可重构功放.文献[12]利用开关切换工作波段，设计了一款采用三路Doherty 结构的可重构功放，在回退仍有较高效率，但结构复杂的同时使用了3 个晶体管，无疑极大地增加了研究成本.

虽然上述可重构功放达成了不同波段或多个频点的转换，但工作带宽不够，仅能工作在几个频点并不能满足现代社会对于通信的需求，且还存在电路结构复杂、花费高等问题.为了解决上述问题，本文提出了一种新颖的双频带可重构匹配结构.在不同波段干路相同的情况下，使用PIN 二极管控制支路的开和关，实现了宽带匹配网络的切换.对制作的一款双频带可重构功率放大器进行测试，结果显示该功放性能良好，证明了理论的可行性.

1 双频带可重构功放设计框架

图1 所示为设计的双频带可重构功放整体结构.输入端采用宽带输入匹配网络，输出端为该功放可重构的关键部分，使用PIN 开关完成可重构匹配网络的设计.偏置部分采用宽带分布结构[13]，并在输入部分加入RC 稳定电路，使功放达到稳定的工作状态.

图1 双频带可重构功放整体结构Fig.1 The overall structure of the reconfigurable dual-band power amplifier

2 双频带可重构功率放大器设计

2.1 PIN 开关的设计

对比集总参数结构的PIN 开关，本文采用的微带结构PIN 开关[14]具有能工作在大功率、高频段的优点.图2 所示为微带结构PIN 开关电路结构，二极管型号为SMP1322-079，微带线TL1用于限流，电容C2用于隔离直流，开关导通电压为1 V.

图2 微带结构PIN 开关电路结构Fig.2 Microstrip PIN switch circuit structure

图3 所示为开关电路的仿真图.当开关闭合时，在工作频段内回波损耗S11小于-10.2 dB，插入损耗S21大于-0.7 dB.当开关断开时，S11大于-0.6 dB，S21小于-10 dB.从图3 仿真结果可知，此开关在设定的工作频段内能基本起到开关的作用，由于开关隔离度并不是太高，在后续设计过程中，还需对整体电路进行反复调试.

图3 PIN 开关S 参数仿真图Fig.3 Simulation results of the S parameter of PIN switch

2.2 可重构匹配网络的设计

2.2.1 三阶带通滤波器的设计

先设计三阶低通滤波器，再转为三阶带通滤波器.图4 所示为三阶低通滤波器.

图4 三阶低通滤波器Fig.4 Third-order low-pass filter

已知变量为该滤波器的工作频段f1～f2和输入阻抗R1，起始电容C1未知，通过文献[15]公式推算得到变量g0、g1、g2、g3、g4和Q后，通过式(1)～(3)可求得L1、C2、R2.

求得低通滤波器的参数后，用并联谐振替代并联电容，用串联谐振替代串联电感，把图4 所示的低通滤波器转换为带通滤波器[16]，如图5 所示.

图5 三阶带通滤波器Fig.5 Third-order bandpass filter

2.2.2 Norton 转换

图6 所示为Norton 转换原理.当Z0变化为n2Z0时，可以分为向左和向右两种情况[15]，各部分转换后的值已在图中给出，Z1、Z2同为电感或者电容.

图6 Norton 转换原理Fig.6 Norton conversion principle

通常所设计的三阶带通滤波器的负载阻抗并不为50 Ω，不能满足功放负载阻抗的要求，可采用Norton 转换，把终端阻抗转化为50 Ω.根据图6 可知，Norton 转换分为向左和向右，可以根据R2与50 Ω的大小关系判断方向.一般情况下终端阻抗R2的值都是小于50 Ω，因此，下文以此为起始条件开始推导.

当R2＜50 Ω 时，即

对式(4)进行处理，获得变量C1关于f2、f1和R1的不等式，通过化简确定C1的一个可行域.然后，对图5所示网络进行Norton 转换，得到如图7 所示的终端阻抗为50 Ω 的宽带匹配网络.

图7 Norton 转换后的宽带匹配网络Fig.7 Broadband matching network after Norton transformation

使用式(5)～(7)可以推算出n以及其他的关键参数.

通过Norton 变换可知，当在一个电路中进行两次同向变换时，如果变换系数n互为倒数，则电路端口阻抗值不会发生变化[15].因此把图5 所示电路向左进行两次Norton 变换.

第一步，使两个C向左使用Norton 转换，取变换系数n=1/a＜1，变换后两个电容值可由式(8)～(9)求出，a的可行域可以通过求解式(10)获得.

经过此次变换后的两个电感值为

第二步，使两个L向左使用Norton 转换，取n=a.的值为

由于式(11)中涉及的电感均为正值，故-(a-1)＞0，可将该式化简得到a的另一个可行域.把第一步和第二步求得关于a的两个可行域相交，即可得到关于变量a的新可行域.

经过两次Norton 转换后，图7 所示网络转化为如图8 所示的匹配网络.

图8 两次Norton 转换后的匹配网络Fig.8 Matching network after two Norton conversions

当R2＞50 Ω和R2=50 Ω 时，以类似的方式，可以得到起始电容C1和a的取值条件以及Norton 转换后的电路和组成元件的值.

2.2.3 集总电路的微带等效

为了减弱高频信号对集总元件影响，根据文献[17]中提供的转化公式，将并联的LC 谐振回路等效为1/4 波长微带线，电感串联电容并联的Π 型网络等效为串联微带线，将集总电路转化为分布参数电路.图8 可转化为如图9 所示的宽带网络分布参数模型.

图9 宽带网络分布参数模型Fig.9 Distribution parameter diagram of broadband network

想要实现不同波段的干路相同，需要使图9 中的TL4和C3在不同波段时相等，TL4由图8 中的、转化而来.另外，要保证C3在不同波段时相等，需要多次改变起始电容C1，因此下文以起始电容为变量进行分析.

2.2.4 起始电容关系分析

图9 中干路的电容C3在两个频段内相同.取以下一种常见情况进行说明，当所选频段为f1～f2且R2＜50 Ω 时，对图5 使用一次Norton 转换得到干路电容的值如式(13)，式中R1是使用牵引得到的.

在另一个频段f3～f4，R1也是使用牵引得到的，C1未知，Qω=2πR1C1(f4-f3).通过理论推算主路内的电容值后，将产生下面的三类情形：

当R2＜50 Ω 时，干路电容经过两次Norton 转换后变化为

3 功放实例仿真

为了证明上述理论的可行性，本文使用科锐的CGH40010F 晶体管设计双频带可重构功率放大器.功放的静态工作点设置为VDS=28 V、VGS=-2.8 V，此时功放工作在AB 类，有高效率、高线性度的优点.

3.1 可重构宽带电路的设计

在进行多次牵引迭代后，确定可重构匹配电路的最佳阻抗.

3.1.1 输入匹配电路的设计

由源牵引得到最佳阻抗为R1=9.6 Ω，输入匹配采用宽带匹配，其结构如图9 所示.

图10 所示为功放输入匹配仿真结果，在1.5～4.5 GHz 频段内，回波损耗S11均小于-11 dB，插入损耗S21均大于-0.9 dB，满足设计条件，在此频段内能良好工作.

图10 功放输入匹配仿真结果Fig.10 Simulation results of input matching of the power amplifier

3.1.2 输出匹配电路的设计

由负载牵引得出电路工作在1.50～2.85 GHz时最佳阻抗R1=24.5 Ω，工作在3.15～4.50 GHz 时最佳阻抗R1=17.4 Ω.在上一节所述理论的基础上，设计的可重构输出匹配电路如图11 所示.第一频段进行一次Norton 转换和第二频段进行二次Norton 转换后，主路电容值不变，对应的起始电容值分别为4 pF 与5 pF.表1 为图11 所示电路的工作情况.

图11 可重构输出匹配电路Fig.11 Reconfigurable output matching circuit

表1 可重构输出匹配电路工作情况Tab.1 Circuit work of reconfigurable output matching

图12 所示为功放输出匹配仿真结果.在第一个频段和第二个频段内，回波损耗S11都小于-15 dB，插入损耗S21都大于-0.9 dB.仿真结果显示匹配结果良好，在开关的不同状态都能高效输出，与理论相吻合.

图12 功放输出匹配仿真结果Fig.12 Simulation of the power amplifier output matching result

3.2 功放整体性能设计

图13 所示为双频带可重构功放整体电路图.其输入匹配采用宽带匹配结构，输出匹配采用可重构宽带匹配.图14 所示为功放实物图.

图13 双频带可重构功放整体电路Fig.13 The overall circuit of the reconfigurable dual-band power amplifier

图14 功放实物图Fig.14 Photograph of the fabricated PA

图15 是双频带可重构功放的仿真和实测对比结果.仿真显示：在第一频段内输出功率大于40.2 dBm，增益大于10.1 dB，PAE 为40.9%～62.1%；在第二频段内输出功率大于39.2 dBm，增益大于10.1 dB，PAE 为49.3%～59.65%.实测显示：在第一频段内输出功率大于39.5 dBm，增益大于9.0 dB，PAE 为39.5%～60.9%；在第二频段内输出功率大于38.1 dBm，增益大于8.5 dB，PAE 为43.5%～56.8%.仿真和实测结果表明，双频带可重构功放基本满足设计要求.

从图15 可知，仿真与实测存在误差，这可能是介质基板损耗、分立元件误差、加工精度和焊接等原因导致的.

图15 双频带可重构功放仿真与实测对比Fig.15 Comparison between simulation and measurement of multi-band reconfigurable power amplifier

将本文提出的双频带可重构功放与另外三篇文献提出的可重构功放进行比较，结果如表2 所示.由表2 可知，本文所设计的功放，在使其他性能值可接受的前提下，大幅扩大了工作带宽.文献[12]结构复杂，且使用多个晶体管，造价高昂.文献[18]的工作频段有所提升，但输出功率偏低.文献[19]仅能工作2 个频点，并使用了6 个开关，结构复杂.

表2 可重构功放性能比较Tab.2 Performance comparison of reconfigurable power amplifiers

4 结 论

本文提出了一种新的双频带可重构匹配结构，此结构工作带宽大，结构紧凑.在传统方案获得三阶滤波器的基础上，进行逆向推导，把起始电容作为变量，使计算进一步简化.并依据此理论，设计了双频带可重构电路.通过仿真和实测的对比，说明了该功放的性能良好，也证明了双频带可重构理论的可行性.

在5G 的飞速发展过程中，对能工作在双频带、多模式的通信器件要求越来越高，作为其关键部分的一员，双频带可重构功放成为推动其不断发展的不竭动力.