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一种适用于PWM驱动的滤波方法

2022-11-03刘长亮王自成蒲培培吴玉敬张璟玥

应用光学 2022年5期
关键词:电枢伺服电机电平

刘长亮,邓 益,王自成,蒲培培,李 超,吴玉敬,张璟玥

(1.西安应用光学研究所,陕西 西安 710065;2.西安现代控制研究所,陕西 西安,710061;3.西安导引科技有限责任公司,陕西 西安 710076)

引 言

光电惯性稳定系统是目前机载武器装备的重要组成部分,是集搜索、侦查、目标跟踪与辅助打击于一体的火力前期装备,伺服电机的PWM 驱动是稳定系统的关键技术之一,具有调速范围宽、快速响应性好和驱动效率高等优点,被广泛应用于伺服控制系统。但是,PWM 驱动输出的是周期方波信号,不同类型的驱动模块的开关频率存在较大差异。PWM 直接驱动直流伺服电机时,由于伺服电机属于LR 负载,其较小的感抗特性很容易引起电机发热,短时间工作就会烧毁电机[1-3],而且驱动模块产生的开关频率方波信号在开关过程中,脉冲电流周期切换会耦合出多种干扰,对驱动电路自身和整个光电系统的电磁兼容性带来严峻的挑战。因此,加大PWM 驱动回路的感抗,如何设计LC 滤波电路进行抑制干扰,以提升系统电磁兼容性,仅凭繁琐的调试很难得到理想的效果。本文借助某光电惯性稳定平台,基于WSA38M 功放模块计算并设计LC 滤波电路,经过仿真和电磁兼容实验,得出了PWM 驱动电路的滤波方法,为控制系统设计提供了可靠依据。

1 驱动电路的基本架构

光电惯性稳定平台采用直流伺服电机驱动,其电流闭环控制原理如图1所示。

图1 PWM 驱动电流闭环控制原理Fig.1 PWM drive of current closed-loop principle

电路采用脉宽调制驱动方式,有电流负反馈回路,能够实现电机电流闭环控制。系统给定模拟量输入,经比例、积分运算和低通滤波后,通过设计光电隔离装置,使输入信号与电机驱动命令之间电流隔离,消除了大电流波动对控制系统的影响。

WSA38M 模块通过“H”全桥驱动[4],如图2所示。图2 中负载M 为直流伺服电机,电机“+”与“-”只表示其正转和反转;模块标称输入电平为4 V~8 V(低于4 V 或高于8 V 为持续饱和状态),基准电压为6 V。PWM 驱动原理为:在一个开关周期T内,当给定模块的输入信号大于6 V 时,电机“+”端高电平脉宽信号占空比大于50%,“-”端低电平脉宽信号占空比小于50%;当给定模块的输入信号小于6 V 时,高、低电平脉宽信号占空比相反。

图2 H 桥开关电路与输出不同占空比波形Fig.2 H bridge switch circle with different output of duty

2 LC 滤波电路设计缘由

驱动伺服电机时,电机接线端子对地信号表现为PWM 周期波形,在每一个单边脉宽周期内,高、低电平稳定前会出现12 μs 的衰减振荡,仿真曲线如图3所示。这种过电脉冲衰减振荡产生的能量势必会引起电机发热,继而使电机的机械效率急剧下降。仿真数据表明,一定脉宽频率的驱动模块(WSA38M 为22.5 kHz),电机电感值越小,振荡幅值越大;电机电感值越大,则振荡幅值越小。

图3 模块直接驱动电机PWM 仿真波形Fig.3 PWM simulation wave of direct drive

这种震荡脉冲最终以电流的形式,经电机电枢作用于电机绕组时,绕组会迅速发热,将PWM 驱动能量耗尽,无动能输出。

3 参数计算

3.1 校正网络参数匹配

系统在给定PWM 模块输入前,需要对该信号进行PI 校正和低通滤波,如图4所示。

图4 电流控制回路PI 和低通校正网络Fig.4 Current control circuit of PI and low-pass corrective network

设UiA为A 通道输入电平,运算放大器A 通道R1电流为iA,输出电平为U′,由基尔霍夫定律可得前向通路与反馈电流方程:

PI 校正传递函数为

比例增益和频率分别为

同理,可得低通滤波电流方程:

式中:U"为运算放大器B 通道5 脚电平;Uo为7 引脚输出。当U"=0 时,低通滤波器传递函数为

当系统输入电平Ui∈[-10 V,10 V]时,Uo会迅速响应至6 V±ΔU,其中ΔU为驱动模块输入极限电平值。通过改变R1、R3、C1等参数,可实现比例增益K和频率f与伺服电机的电气参数相匹配,能更好地减小偏差和消除稳态误差[5-7]。

3.2 PWM 驱动回路电流计算

模块输出PWM 信号控制伺服电机换向与调速。假设加在电机两端的电压为Vs,电机电枢的阻抗和感抗分别为Ra和La,电枢反电动势为Ea,则电机电枢回路电压平衡方程[4]为

求解方程(5),可以得到:

式中:Is=Vs/R;IE=E/R;τ=L/R。

将(6)式用泰勒公式展开并化简,可得:

式中:Ip为 电机电枢的电流波动值;γ 代表PWM 波占空比;f为驱动模块的PWM 开关频率,约22.5 kHz。

当占空比为50%时,将(7)式简化,则有:

此时,电流波动最为明显,如果Vs=28 V,L=25 μH,则可计算出Ip=6.2 A。这种以一定开关频率PWM 信号驱动电机的方式势必会导致热效能,使电枢急剧发热,并且电机无法转动,长时间通电会烧毁电机[8-10]。

因此,需要在电机输入端子串接差模电感,如图5所示,对电感感抗和饱和电流进行权衡,选取200 μH、1.5 A 两只差模电感分别连接至驱动模块的2 个输出端。

图5 电机驱动回路差模滤波Fig.5 Differential-mode filter for motor drive circuit

将电感参数代入(8)式,可得:

由此可见,将驱动电路改进后,电机使能工作,并且PWM 脉宽为50% 占空比时,电机电枢、电流波动的峰-峰值仅为0.39 A,电机完全能够正常工作。

4 仿真与实验

根据驱动电路和电机的电气参数用MATLAB/Simulink 软件进行闭环控制建模,如图6所示。

图6 电流控制回路仿真Fig.6 Simulation of current control circuit

给定一个模拟量的正弦波输入,经电流校正网络实现比例放大、积分和低通滤波[11-16]。根据(2)式与(3)式可分别计算出比例增益K、积分频率f以及低通滤波的频率flp:

由(10)式、(11)式和(12)式计算的值即为电流控制器的传递函数参数值。

校正后的信号作为驱动器的输入,对28 V 电平进行PWM 占空比调制,调制后的波形经LR 滤波输出到电机。同时,驱动器电流采样作为校正网络的反馈增益可实现电流环闭环。

对上述电流闭环控制模型进行仿真[17-20],结果如图7所示,可看出,闭环带宽优于1 kHz。

图7 电流闭环控制回路Bode 图Fig.7 Bode diagram for current closed-loop control circuit

结合工程应用中常用机电参数,取D/A 输入峰-峰值10 V、周期0.2 Hz,伺服电机的阻抗范围R∈[3 Ω,5 Ω],取R=4 Ω,电机的感抗L=70 μH,驱动模块的调制电平为28 V,调制后的PWM 频率为22.5 kHz。

如果不进行滤波,电机角频率为

这种高频振荡出现在PWM 半波(占空比50%)的上升沿,如图8(a)所示,从而引起电机急剧发热。28 V 稳压电源的电流输出为5.9 A,与理论计算的Ip=6.2 A近似吻合。

根据(11)式积分环节的角频率对功放模块输出通路进行滤波,在PWM1 与PWM2 后端分别串接差模电感L1与L2,用以补偿电机的感抗值,然后进行共模滤波,使其纹波互消,以抑制周期信号对地干扰。差模电感感抗根据(9)式与(13)式可计算出,L1=L2=200 μH。

通电后测试电机的输入波形如图8(b)所示,电机电流为0.27 A,能够正常工作,对该电机负载进行电流环扫频,闭环带宽可达1.8 kHz。

图8 电机通路PWM 半波输出测试对比Fig.8 Testing comparison of half-wave output of motor path PWM

5 结论

本文基于PWM 电路设计分析了伺服电机驱动滤波方法,通过计算与仿真阐述了一定工作频率的功放模块驱动阻性电机时,合理补偿电机的电感值参数,对电机通路进行扼流、滤波,可使伺服电机正常工作,同时提升其机械效率。经电路仿真与系统实验验证,计算公式与电路设计方法有效,与实验结果非常接近。

整机电磁兼容测试结果表明,该滤波电路设计方法不仅适应众多型号的伺服电机,而且满足RE102 考核指标要求,尤其是在20 kHz~55 kHz 频率段能够有效抑制对外干扰。

本文结合光电稳定平台要求,讨论了脉宽调制驱动的电机滤波方法,根据电机的电气参数给出了设计计算差模滤波准则,分析了电机发热导致机械效率低而无法驱动的实质原因,通过参数仿真与硬件电路的搭建,验证了所提改进方法的有效性。

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