NPC三电平逆变器区间可调混合载波调制策略

2022-10-26黄文豪张国政金雪峰

电工电能新技术 2022年10期

谷鑫，黄文豪，张国政，金雪峰

(高效能电机系统智能设计与制造国家地方联合工程研究中心(天津工业大学)，天津 300387)

1 引言

中点钳位型(Neutral Point Clamped, NPC)三电平逆变器[1]具有输出电能质量高、开关管电压应力和开关损耗低等优点，因此在风力发电、牵引传动、超深井提升等领域具有广泛的应用前景，并且解决了中、高压大功率场合所面临的诸多问题[2-4]。

正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM)策略与空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)策略作用于NPC三电平逆变器时平均中点电流每隔60°进行一次归零，且在相邻的扇区内大小相同极性相反。所以将导致中点电压存在着三倍基波频率的振荡，严重影响逆变器输出波形性能。因此平衡中点电压成为NPC三电平逆变器调制算法的主要研究问题[5-7]。

通常采用适当的调制算法解决上述问题，常见的调制方法有：零序电压注入载波脉宽调制(Zero-Sequence Voltage injection Carrier Based Pulse Width Modulation, ZSV-CBPWM)策略、双调制波载波脉宽调制(Double Modulation Wave Carrier Based Pulse Width Modulation, DMW-CBPWM)策略和混合载波脉宽调制(Hybrid carrier Pulse Width Modulation, HPWM)策略[8]。ZSV-CBPWM通过向正弦参考电压信号注入适当的零序电压使ABC三相在单位基波周期内平均中点电流为零，进而实现中点电压的平衡[9,10]。文献[11]提出了一种不连续零序电压注入载波脉宽调制(Discontinuous Zero-Sequence voltage injection Carrier Based Pulse Width Modulation, DZS-CBPWM)策略，通过比较中点电压与滞环宽度之间的误差关系实现中点电压的平衡控制。文献[12]提出一种任意工况下均采用最小零序电压注入的载波调制策略，不仅实现电容电压的均衡控制同时在全功率因数范围内降低了输出电压的畸变率。文献[13]提出了一种基于插值法的中点电压平衡算法，研究零序电压与零序电流的对应关系进而获取理论上平衡中点效果最佳的零序电压。文献[14]将现有零序电压对应的中点电流与参考中点电流进行比较，提出了具有最小中点电流影响的零序电压计算函数。文献[15]针对载波调制与空间矢量调制的联系性展开研究，得到了平衡中点所需的零序电压集合，并根据中点电压与负载电流信息进行筛选，有效降低了中点电压波动与开关频率。值得注意的是，ZSV-CBPWM在特定的工况下存在中点电压不可控区间导致中点电压平衡能力下降[16]。

DMW-CBPWM通过特定的方式将单调制波分解为正、负调制波，解决了任意调制度和功率因数下电容电压低频波动的问题。缺点是逆变器开关频率大幅度增加，线电压畸变率增大[17,18]。文献[19]提出了双调制波作用区间可调的载波调制策略，可根据实际需求对开关频率和中点电压进行折衷控制。文献[20]通过叠加两种不同极性的零序电压构建了平均中点电流大小相同、极性相反的双组双调制波，不仅完全消除中点电压低频振荡还降低了开关频率。文献[21]通过推导各相归一化的占空比对基本矢量进行重新选择，提出了一种改进的DMW-CBPWM策略。不仅克服了中点电压低频振荡并且将共模电压波动幅值降低一半。文献[22]提出了基于双调制波的中点电压主动控制方法，在不改变中点电压波动幅值的基础上提升了中点电压的恢复能力。文献[23]提出了基于三相负载电流的闭环补偿方法，有效解决了传统DMW-CBPWM策略中点电压的持续偏移。

为了实现基波周期内的中点电压完全平衡并降低开关频率，有学者提出了多种策略共同作用的混合调制方法。文献[24-27]提出了空间矢量调制与虚拟空间矢量调制混合的调制策略，有效地控制了中点电压平衡并降低了开关频率。文献[28]提出了一种单位载波周期内开关次数不变的混合控制方法，并且施加闭环补偿提高了中点电压的动态平衡能力。

现有的HPWM大多是基于空间矢量调制的混合控制方法，不仅占空比的求解过程较为繁琐，同时增加了控制算法的复杂程度。因此，本文针对零序电压注入载波脉宽调制策略在高调制度和低功率因数时中点电压平衡控制能力下降的问题，提出了一种区间可调混合载波调制(Interval Adjustable Hybrid carrier Pulse Width Modulation, IA-HPWM)策略。通过调整因数控制DMW-CBPWM策略作用区间的大小，进而实现中点电压与开关频率的均衡控制。最后在基于RT-LAB的快速原型开发平台上对本文所提出的载波调制策略进行实验研究与分析，验证了提出策略的可行性与有效性。

2 三电平逆变器载波调制策略

图1 NPC三电平逆变器拓扑

表1 A相开关状态

图2 NPC三电平逆变器空间矢量图

2.1 零序电压注入载波脉宽调制策略

ZSV-CBPWM策略是一种常见的线电压控制方法。通过向正弦参考电压注入三相对称的零序电压v0可以在不影响输出线电压的情况下实现中点电压平衡控制。三相正弦参考电压vx，x∈{A, B, C}可定义为：

(1)

若采用三相对称负载则三相负载电流可表示为：

(2)

式中，Im为负载相电流幅值；φ为功率因数角度。

当某一相开关状态为O时，负载电流对直流侧电容中点充放电将影响中点电压。将vx等效为单位基波周期内各桥臂开关状态P和N的占空比，则平均中点电流与参考电压的关系可表示为：

(3)

当注入v0后三相参考电压vx0表示为：

(4)

此时，流过中点的平均中点电流可表示为：

(5)

不同于式(3)，式(5)在v0的作用下导致O状态占空比的取值范围发生了改变，因此合理设定零序电压的大小是保持基波周期内平均中点电流为零的关键。但是，由于1-∣vx0∣受参考电压幅值限制，所以ZSV-CBPWM策略在特定的运行工况下存在中点电压不可控区间[8]。如图3所示，当运行工况位于中点电压可控区域内时v0可以实现中点电压的完全平衡控制。当运行工况不属于该区域时无论v0取何值均无法完全实现中点电压平衡。值得注意的是，此时仍可通过控制v0抑制中点电压的波动。

图3 ZSV-CBPWM中点电压可控区与不可控区

2.2 双调制波载波脉宽调制策略

DMW-CBPWM是一种将单调制波以特定形式分解的调制方法。当满足三相负载电流代数和为零时可以实现任意工况下的中点电压平衡。为了获取该策略的调制信号，首先在三相正弦参考电压中注入可以提高直流电压利用率的零序电压v01，表达式为：

(6)

式中，vmin=min(vA,vB,vC),vmax=max(vA,vB,vC)，min(·)与max(·)为取最小值和最大值函数。则注入零序电压后三相参考电压vx01可表示为：

vx01=vx+v01

(7)

式中，v01将线性调制区的取值范围扩展至[0, 1]。

然后，将参考电压vx01分解为正、负双调制波，且满足条件：

(8)

(9)

将式(8)代入式(5)，则平均中点电流的表达式为：

(10)

(11)

值得注意的是，式(11)所示形式可以消除交流分量对中点电压的影响，但无法遏制直流分量。虽然有效降低了中点电压波动但电容电压会持续偏移，所以在应用过程中通常需要结合偏移补偿方法进行抑制。

图4 DMW-CBPWM与IA-HPWM的调制信号与开关状态

3 区间可调混合载波调制策略

综上所述，在特定的运行工况下ZSV-CBPWM策略存在中点电压不可控区间导致中点电压的平衡能力下降。而双调制波载波脉宽调制策略可以实现任意工况下的电容电压均衡控制，但是开关频率较大。为了改善高调制度或低功率因数时的中点电压平衡能力，本文将上述两种策略进行混合提出了一种区间可调混合载波调制策略。根据对中点电压波动幅值的需求调控双调制波载波脉宽调制策略作用区间的大小，实现开关频率与中点电压的均衡控制。

3.1 区间可调的双调制波载波脉宽调制策略

本小节首先将SVPWM与DMW-CBPWM进行混合，提出了一种区间可调的双调制波载波脉宽调制策略。不仅可以实现DMW-CBPWM策略作用区间的动态调整，同时为构建区间可调混合载波调制策略奠定基础。

按照正弦参考电压的空间分布将基波周期分为六个区域，每个区域间隔为60°，则DMW-CBPWM的作用区间定义为：

60°n-30°-c≤θ≤60°n-30°+c

(12)

3.2 中点电压平衡控制

针对区间可调的双调制波载波脉宽调制策略中SVPWM作用区间存在的中点电压波动,本小节通过零序电压v02进行控制[11]。v02的表达式为：

v02=2k-1-kvmax1-(1-k)vmin1

(13)

式中，vmin1=min(vA01,vB01,vC01)；vmax1=max(vA01,vB01,vC01)；k∈{0, 1}，当中点电压式(14)存在波动时，通过调整k来确保零序电压的正确性。

vdco=vC1-vC2

(14)

式中，vC1、vC2为直流侧上、下电容电压。

当中点电压vdco大于滞环宽度Δ时令k=1，则v02=1-vmax1，叠加v02后对应的平均中点电流小于零。此时，负载电流流入中点导致vC1减小、vC2增大进而实现上、下电容电压的均衡；当vdco<-Δ时令k=0，则v02=-1-vmin1，对应的平均中点电流大于零。在v02的作用下中点电流被抽取导致vC1增加、vC2减小；当-Δ

3.3 区间可调混合载波调制算法

图5所示为区间可调混合载波调制策略算法，具体实施步骤如下：

图5 IA-HPWM策略算法

4 实验结果

为了验证所提载波调制策略的有效性和可行性，以加拿大OPAL-RT®公司OP5700实时仿真机及瑞士Imperix®公司PEN8018三电平功率模块构成三电平逆变器快速原型开发平台(如图6所示)，对SVPWM、DZS-CBPWM、IA-HPWM进行了实验研究。并从中点电压、开关损耗、输出波形质量等方面分析对比实验结果。实验参数见表2，实验工况为m=0.8、φ=51.5°和m=0.9、φ=32.1°，且滞环宽度Δ设定值为0.5 V。

图6 OPAL-RT®OP5700驱动三电平逆变器实验样机

表2 实验参数

4.1 中点电压

图7所示为两种运行工况下SVPWM、DZS-CBPWM、IA-HPWM作用于逆变器时直流侧上、下电容电压vC1、vC2的实验波形。其中，各调制策略的中点电流在相邻扇区内保持大小相同极性相反的变化趋势，所以电容电压保持三倍基波频率振荡。如图3所示，DZS-CBPWM策略vC1、vC2的波动略小于SVPWM，说明当运行工况位于中点电压不可控区域时中点电压平衡效果变差。

图7 各调制策略直流侧上下电容电压实验波形

当采用IA-HPWM策略时，随着c的增加电容电压波动范围逐渐减小。表3所示为不同运行工况时各调制策略对应的电容电压波动幅值。相比于DZS-CBPWM策略，当m=0.8、φ=51.5°时IA-HPWM(c=10°)和IA-HPWM(c=20°)电容电压波动幅值分别降低了30.77%、53.85%；当m=0.9、φ=32.1°时IA-HPWM(c=10°)和IA-HPWM(c=20°)电容电压波动幅值分别降低了17.11%、57.24%。充分说明了调整因数c良好的中点电压平衡控制能力，并且验证了IA-HPWM策略的有效性。

表3 不同运行工况下电容电压波动幅值

4.2 开关损耗

图8所示为上述三种调制策略的相电压vAo实验波形图。图8中，DZS-CBPWM策略在不连续零序电压的作用下导致相电压波形存在钳位区间，开关频率有所降低。对于IA-HPWM策略而言同样存在一定的钳位状态，并且随着c的增加电平重叠区宽度逐渐增大。

图8 各调制策略相电压、相电流实验波形与相电流总谐波畸变率分析结果

为了进一步分析开关损耗问题，针对上述两种运行工况进行调制策略的效率实验研究，实验结果见表4。其中，两种运行工况下DZS-CBPWM策略的工作效率相比于其他策略均有所提升，而IA-HPWM策略工作效率随着c的增加逐渐降低。

表4 不同运行工况下逆变器工作效率

4.3 输出波形质量

两种运行工况下输出相电流iA实验波形与相电流总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion, THD)分析结果如图8所示。图8中，各调制策略相电流THD分析时未进行滤波处理且实验平台采样精度较低导致相电流THD整体偏高。相比较而言DZS-CBPWM策略的相电流THD更低，且由于实验环节采用的电感值相对较大导致相电流中低次谐波对波形质量的影响远大于高次谐波，所以c取不同值时IA-HPWM的相电流THD分析结果变化不大。

图9所示为m=0.8、φ=51.5°和m=0.9、φ=32.1°时输出线电压vAB实验波形和总谐波畸变率分析结果。其中，DZS-CBPWM策略线电压THD保持最低。IA-HPWM(c=10°)和IA-HPWM(c=20°)线电压THD有着不同程度的增加。为了进一步研究c对输出线电压波形质量的影响，图10为调整因数不同取值时对应的线电压THD变化情况。当调整因数c增加时，IA-HPWM策略中DMW-CBPWM占比和虚拟矢量作用范围增大将导致矢量合成过程中存在的误差逐渐叠加，谐波含量增大，所以在两种运行工况下随着c的增加线电压波形质量均逐渐下降。