星敏感器DC-DC 浪涌抑制电路的EMC 分析设计

何泽志 ，钟建勇 ，吴 威

(1.中国科学院空间光电精密测量技术重点实验室，四川 成都 610209；2.中国科学院光电技术研究所，四川 成都 610209；3.中国科学院大学，北京 100049)

0 引言

星敏感器是一种具有极高测量精度的姿态测量仪器，因其较强的抗干扰能力和易实现自主导航的特点，是目前卫星等航天器上最主要的姿态测量仪[1]。由于卫星等航天器一般由太阳能电池等蓄电池供电，是一种直流电源，以卫星为例，其为星载设备提供的电源一般为28 V[2]或42 V 的直流电源，即一次电源，故星上设备需采用DC-DC 电路来将其转换为自身所需的电源。

而由于DC-DC 电源的使用，在星敏感器接通一次电源的瞬间，会在其供电线路中产生一个冲击电流，被称为浪涌电流。浪涌电流因其瞬时性和尖峰性，极易导致二次电源输入端电压下降继而影响电源模块的正常启动，造成系统崩溃，同时也对整星载荷的电源分配产生不利影响[3]，因此，浪涌电流的抑制已经成为星敏感器电源设计中必不可少的一环。

1 浪涌电流的产生

在整星和有效载荷的设计过程中，为了使设备满足电磁兼容性要求，需要在设备的输入端口设计RLC 滤波电路和EMI 滤波电路等，同时还会在电源输入端并联大电容以满足阻抗匹配的要求，因此对于星载一次电源来说，星上负载不是纯电阻，而是容性或感性阻抗。图1为星载设备供电原理的简易示意图，其中UL为星载设备DC-DC 的输入电压，C 为DC-DC 模块折算过来的等效电容与EMI 模块的杂散电容之和，当二次电源输入电压小于DC-DC 模块最小工作电压时，杂散电容可忽略不计，主要考虑等效电容；当大于最小工作电压时，DC-DC模块等效电容为零，此时主要考虑杂散电容的充电。由图1 可知，由于电容的阻抗特性，在设备上电瞬间，电容近似短路，电容上的电压变化量极大，由可知，此时将产生很大的瞬时电流，这种瞬时电流被称为“输人浪涌电流”。过大的浪涌电流容易使熔断器误熔断甚至使继电器触点发生粘连事件[4-5]，在有效载荷中多个模块同时启动工作，容易造成到输人端口电压降低，从而造成系统崩溃，同时电路中的瞬态大电流会引起有效载荷的电磁兼容性能变差。

图1 简易星载设备供电示意图

2 典型的浪涌抑制措施及其原理

目前，浪涌电流抑制措施主要有在供电母线串联浪涌保护器件、功率电阻并联继电器法和在输入端使用浪涌电流抑制电路三种。

常用浪涌保护器件有负温度系数热敏电阻、压敏电阻、TVS(瞬态电压抑制二极管)。通过在供电母线串联浪涌保护器件，利用浪涌保护器件在不同环境下的阻值不同来达到限制浪涌电流的目的，此种方法成本低，实现简单，但适用性较低。

采用功率电阻配合继电器或者SCR(可控硅整流器)的方法又称为电阻值预充法，该方法利用功率电阻限制浪涌电流，而当负载后端电容充电到特定值时，使SCR器件导通便可短路限流电阻，规避了电路正常工作时电阻上的功率损耗。此方法的核心在于限流电阻的阻值要随负载后端的滤波电容的充电值变化，而滤波电容的值是由后端负载的情况而决定的，因此该方法使用繁杂，不具有普适性和工程应用价值[4，6]。

第三种方法是使用最多、应用也最为广泛的浪涌抑制方法，该浪涌抑制电路在某些场合也被称为软启动电路。如图2 所示为软起动电路的经典电路结构示意图，此方法通过在供电线母线上串联MOSFET 开关器件构成一个受控网络，通过开关器件的受控网络来控制MOSFET 的导通过程，从而达到抑制后端浪涌电流的目的。工程上，常用集成了体二极管的MOSFET 代替图2中的Q1和D1。

图2 常用的星载设备软起动浪涌抑制电路示意图

3 星敏感器浪涌电流抑制电路的电磁兼容性分析

目前星敏感器常用基于母线串联MOSFET 的方法(如图2 所示)来抑制浪涌电流，此外在实际使用时通常会设置两个相同的抑制电路结构，通过冗余备份的方式来提高浪涌抑制电路的可靠性。

3.1 浪涌抑制电路的工作原理

在图2 中，开关器件MOSFET 管Q1的导通电压Ugs受漏极电阻R3和极间电容C1组成的RC 回路控制。当一次电源接通瞬间，一次电源开始给负载等效电容C2以及控制电路电容C1充电，随着对控制网络的不断充电，MOS 管G、S 两端的电压由0 开始缓慢减少，直至小于G、S 两端的导通电压阈值Ugsth，则MOSFET 管子导通。此外，当管子导通后母线上的电阻R4被近似短路，则一次电源电流就主要通过受控开关器件MOSFET 向星敏感器供电，并且随着充电的进行，C2两端的电压值会逐渐预充到一个恒定值。

当MOSFET 导通后，处于可变电阻工作区，其导通电阻由电压控制，如图3 所示为某型号MOSFET 的转移特性曲线测试接线图，由图4 可知管子导通时流过的电流受G、S 两端的电压Ugs控制，且在测试范围内，漏极电流Id随Ugs的增大而逐渐增大，因此在管子导通后经漏极向二次电源端的充电电流是逐渐变化的，故不会出现瞬时电流，进而安全可靠地保护整个系统正常工作[7]。

图3 IRFM8140 转移特性测试接线图

图4 IRFM9140 的转移特性曲线

3.2 浪涌抑制电路的电磁兼容性分析

串联MOSFET 抑制浪涌电流的核心在于对电压Ugs的控制，此外，在设计经由MOSFET 组成的浪涌抑制电路时，除了应当考虑Ugs控制电路外，还需考虑MOS 管导通之前产生的浪涌电流及损耗。

以图2 所示的浪涌抑制电路为例，设电路接通电源至电路稳定工作的时间为t，由于MOSFET 的开启时间为纳秒级，故可忽略不计。设一次供电电源为Ui，DC-DC模块可正常工作的最小输入电压为U0min，理论上电容C1两端最大电压为VE，则有如下关系：τ=(R3||R2)C1，且当C1充电至MOS 管的导通电压所需时间为：

对于RC 控制模块而言，电阻R2、R3的取值应满足下式：

设DC-DC 的额定工作电流为I0，额定输入为Ui，额定输入功率为Px，则为保证DC-DC 的正常工作，接通电源后且MOSFET 未导通前，R4上的压降为Ux，流经R4的浪涌电流(即一次浪涌)为Ix，则R4的取值范围为：

通常，对于稳定工作电流小于1 A 的负载，浪涌电流原则上不大于3 A；而对于大于1 A 的负载，浪涌电流不大于稳定工作电流的3 倍，故R4的最小值应为U0/(3I0)。

该电路结构对应的仿真原理图如图5 所示，其中用C2和R5来代表DC-DC 模块的等效阻抗。

图5 简易浪涌抑制电路仿真示意图

如图5 所示的浪涌抑制电路中，通道B 连接漏极的电流探针，方向由D 端流向负载端，通道A 连接R4所在的支路。根据图5 所示的仿真结果可知，在整个电路接通电源至稳定工作的过程中，会产生二次浪涌电流（图6 中带三角标志的曲线），其中一次浪涌电流出现在MOS 管导通前的流经电阻R4的支路，二次电流浪涌出现于管子导通时的MOS 管漏极，因此整个电路的浪涌抑制电流由上述两个部分组成。为了得出这两部分浪涌电流的有效抑制方法，需对两者的产生及影响因素做全面的兼容性分析。

图6 开关接通后漏极和R4 所在支路的电流变化

3.2.1 一次浪涌电流

在MOS 管关断阶段，即启动阶段，浪涌抑制电路的电流流向如图7 所示，即在此阶段，电源通过继电器开关分别向控制回路电容C1和负载等效电容C2充电，有：

其中，iA为流经R4的电流，如图7 中箭头所示，也就是一次浪涌电流，而i1为流经R3的电流，为二次浪涌电流。由上述式子可知，影响浪涌抑制电路效果的主要电参数除了限流电阻R4以外，还有负载的等效参数。

图7 启动阶段电流流向示意图

3.2.2 二次浪涌电流

当MOS 管导通后，R4被短路，使得流经R4的电流迅速减少，浪涌抑制电路的电流流向如图8 所示。根据MOS 管的导通特性可知，它的导通过程分为三个阶段，分别是线性阶段、非线性阶段以及饱和阶段，且有：

图8 开关管导通阶段电流流向示意图

其中，Z/L 为MOS 管的沟道宽长比，μn为金属氧化物的介电常数，COX为氧化层电容，三者的乘积也写作即受控参数。MOS 导通后，则有UDS→0，可忽略不计，又有：

故有浪涌电流的持续时间为：

浪涌电流的峰值为：

而对于负载电阻RL的阻值，则需要根据DC-DC 模块的拓扑结构以及输入电压确定。

3.2.3 兼容性考虑

在DC-DC 模块的输入电压到达最低工作电压U0min之前，浪涌抑制开关应处于关闭状态，且MOS 管的栅极电压应为导通阈值电压的二分之一以保证管子导通后能完全工作在饱和区；当DC-DC 模块的输入电压大于20 V 时，等效于一次电源给软起动电路及杂散电容充电。故有如下关系式：

其中，t1为一次电源给DC-DC 模块充电至最低工作电压所需时间，t2为RC 控制网络给栅极充电至导通二分之一阈值电压所需时间，且有t1≤t2，则可得RC 控制网络的元器件参数关系。

3.3 案例分析

首先计算R4。已知某卫星电源供电为30 V，DC-DC模块正常工作电压范围为20 V～50 V，在MOS 管导通以前，流经R4的电流大小应使其DC-DC 输入不得低于20 V，星敏感器最大功率为14 W，则在DC-DC 输入电压为20 V 时，一次电源母线电流为I=P/U=14/20=0.7 A，由此可确定R4的最大阻值为(30-20)×10/14≈14 Ω，在此期间二次电源负载等效为容性负载，等效负载电阻值约为20 V/0.7 A≈29 Ω，且DC-DC 模块的等效负载电容为100 μF。

其中，等效负载电阻RL即为DC-DC 模块的输入等效阻抗Req，根据某型号星敏感器所设计的DC-DC 模块可知，当输入电压低于20 V 时，Req可看作固定电阻且为标称值，即Req=P/I2≈29 Ω；当输入电压高于20 V 时，DC-DC 电路的输入功率不变，Req为可变电阻且Req=U2/P。

综上可得，R4的取值范围为[9.5，14]Ω，根据持续时间的单位量级，则R2和R3的数量级为kΩ，则电容C1的选择应为nF。将已知参数(如表1 所示)代入通过数学方法求得当Imax取得极小值时，各变量的取值分别为R2=47 kΩ，R3=290 kΩ，R4=14 Ω，C1=0.062 μF，C2=100 μF，可得经抑制后的浪涌电流仿真波形如图9 所示，对比优化设计前的浪涌电流如图10 所示，可知经本文所提方法抑制后的浪涌电流峰值大幅度减小。为准确地检测到开关动作瞬间的电压及电流变化，仿真时需将开关动作时刻设为仿真开始后一段时间，因此图9、图10 中的横坐标表示时刻，且在t=1 s 时单刀双掷开关接通负载，由结果可知上述参数选择满足设计要求。

表1 某型号MOSFET部分参数

图9 经抑制后的浪涌电流波形图

图10 DC-DC 模块输入电压与MOS 管栅极电压的变化趋势

4 结论

传统的浪涌电流设计方法源于设计师们的工程经验，采用软启动电路的方法来抑制浪涌电路效果显著，然而在减缓浪涌浪涌电流的同时也引入了二次浪涌电流。经过试验分析可知，浪涌抑制电路的关键元件的参数确定可通过理论与实践相结合的方法来确定，全面考虑整个电路结构的兼容性，根据经验确定大致范围，再经由数学方法求解最优值。