电动汽车电机驱动系统传导电磁干扰建模

翟丽，杨霜洁，胡桂兴，王淑靓

（1. 北京理工大学 机械与车辆学院, 北京 100081；2. 杭州海康威视数字技术股份有限公司, 浙江, 杭州 310051）

电机驱动系统是电动汽车的关键重要部件[1]. 逆变器大功率半导体器件的快速通断产生瞬变电流和瞬变电压，通过系统寄生参数，形成电磁骚扰的传导发射和辐射发射[2-3]，电磁干扰（electromagnetic interference, EMI）成为电动汽车电机驱动系统设计面临的一大挑战. 根据EMI 特征，通常采用改进脉宽调制控制策略、优化系统结构、接地、滤波技术和屏蔽技术来减小EMI. 为了验证EMI 抑制技术的有效性和可行性，需要建立一个相对准确的电机驱动系统电磁干扰预测模型，在产品设计初期，对EMI 进行预测和评估，指导系统电磁兼容设计[4-5].

虽然全波电磁建模方法计算准确，但由于电机和逆变器结构复杂，应用全波模型需要大量的计算时间和内存[6]. 因此，工程设计中常常采用电路建模分析法. 部分单元等效电路（partial element equivalent circuit, PEEC）方法需要数百或数千个元素来表示一个简单的几何体，不适用于复杂结构建模[7]. 模型降阶（model-order-reduction, MOR）技术可以用于系统等效电路建模，但不能分析系统内部寄生参数对 EMI的影响. 基于SPICE 的等效电路建模方法可以分析系统元件寄生参数与EMI 的关系.

系统元件高频寄生参数的提取是建立仿真电路模拟器(Simulation program with integrated circuit emphasis, SPICE)模型的关键，直接影响传导EMI 预测的精确度. 利用三维电磁场软件提取寄生参数，需要准确的逆变器和电机结构和材料参数[8]. 采用时域反射仪（time domain reflectometry, TDR）测量方法提取传输线精确寄生参数是有限的[9]. 端口阻抗测量方法可以用于逆变器模块和驱动电机寄生参数提取[10]，但不能获取与元件几何结构相关的寄生参数.

文中提出了一种基于端口阻抗测量的电机驱动系统SPICE 等效电路模型的建立方法. 根据系统元件物理结构，提取模型的寄生参数，模型寄生参数与系统元件几何结构之间具有明显的关联性，由此可以确定EMI 的影响因素. 首先，分别对电机控制器、驱动电机和高压屏蔽线缆建立等效电路模型，并通过实验进行验证. 然后，将上述部件模型构建组合为完整的系统高频等效电路模型，分析和预测高压直流电源传导EMI.最后，根据GB/T 18655-2018 和GB/T 36282-2018 进行系统带载仿真和实验验证.

1 电机驱动系统传导电磁干扰机理

1.1 传导EMI 测试平台

电机驱动系统是电动汽车的关键重要部件，根据国标GB/T18655-2016 和GB/T36282，系统传导EMI测试平台主要由高压直流电源、线性阻抗稳定网络、高压直流线缆、电机控制器、交流线缆和电机组成，如图1 所示. 其中，电机控制器由直流母排、支撑电容模块、IGBT 模块及驱动板、交流母排及控制板组成.

图1 电机驱动系统EMI 测试平台Fig. 1 Test platform for EMI of motor drive system

1.2 电磁干扰源和传播路径

当电机控制器工作时，IGBT 等功率开关器件以几kHz 到几十kHz 的开关频率快速通断，在集电极和发射极之间输出梯形波电压VCE. 由于存在IGBT模块寄生参数，实际VCE波形会在上升沿和下降沿出现超调和振铃现象，产生150 kHz～108 MHz 宽频带EMI 信号，如图2(b)所示.EMI 信号通过电机控制器内部元件和外部高低压线缆的寄生参数向外传播，在高压线缆上形成不期望的传导发射，对其他高压直流用电设备产生干扰. 电机驱动系统共模干扰和差模干扰路径，如图3 所示.

图2 IGBT 模块输出电压VCEFig. 2 IGBT module output voltage VCE

图3 共模干扰和差模干扰传播路径Fig. 3 Propagation path of CM interference and DM interference

2 系统寄生参数提取与建模

2.1 系统建模机理

根据电机控制器、电机和线缆的电磁干扰路径，分别构建二端口网络，利用矢量网络分析仪测量共模阻抗和差模阻抗. 然后，根据各部件的物理结构，建立高频等效电路模型，进行共模和差模阻抗计算.根据实测阻抗的谐振点值，计算高频等效电路元件的电感、电容和电阻值，使计算的阻抗与实测阻抗在全频段吻合，以模型涵盖各部件的共模和差模效应.

2.2 电机控制器建模

2.2.1 IGBT 模块寄生电容提取

如图4 所示，单个桥臂的IGBT 模型主要包含4个寄生电容：集电极-发射极极间电容CCE、正极对地电容CPG、负极对地电容CNG以及中性点对地电容CUG.

图4 单桥臂IGBT 模块简化电路模型Fig. 4 Simplified circuit model of single-leg IGBT module

①CCE电容值的计算

建立如图5 所示的IGBT 模块正极对中性点阻抗ZUP、负极对中性点阻抗ZUN以及正极对负极阻抗ZPN的计算电路.

图5 IGBT 模块端口间等效阻抗计算电路Fig. 5 Calculating circuit of equivalent impedance between IGBT module ports

通常，CCE的容值在几十nF 左右，而对地电容CPG、CUG、CNG的容值在几百pF 左右. 相较于CCE，对地电容的值可以忽略. 由图5，可以得到式（1）：

通过测量ZUP、ZUN、ZPN，由式（1）与（2），可计算得到CCE.

②CPG、CNG、CUG电容值的计算

建立如图6 所示的IGBT 模块正极对地阻抗ZP、负极对地阻抗ZN以及中性点对地阻抗ZU的计算电路.

图6 IGBT 模块对地等效阻抗计算电路Fig. 6 Calculating circuit for equivalent impedance of IGBT module to ground

由式（3），可以推导出等效电容CP、CN、CU的表达 式，如式（4）所示.

因此，可以通过测量ZP、ZN、ZU，由式（3）和（4），可以计算得到CPG、CNG、CUG的电容值.

③参数的测量与提取

利用矢量网络分析仪，分别对IGBT 模块（型号为FS800R07A2E3，见图7(a)）等效阻抗进行测量. 通过端口间阻抗测量，如图7(b)所示，计算得到CUP和CUN的电容值为23 nF，CPN为11.5 nF，CCE为23 nF，如图8 所示.

图7 IGBT 模块与阻抗测量示意图Fig. 7 IGBT module and schematic diagram of impedance measurement

图8 IGBT 端口间电容幅频特性Fig. 8 Amplitude-frequency characteristics of capacitance between IGBT ports

通过端口对地阻抗测量，计算得到等效电容CP、CN、CU的 值，如 图9 所 示. 当 频 率 为150 kHz 时，CP≈1.227 2 nF，CN≈1.202 9 nF，CU≈1.242 9 nF，将CP、CN、CU和CCE电容的值代入式（3），可以求得：CPG=480 pF，CNG=240 pF，CUG=540 pF.

图9 IGBT 端口对地电容幅频特性Fig. 9 Amplitude-frequency characteristics of IGBT port-to-ground capacitance

2.2.2 直流母排和交流母排建模

利用软件ANSYS/Q3D，建立如图10 所示的直流母排和交流铜排的三维模型，提取高频寄生参数，仿真结果如图11 所示. 由于直流母排和交流母排的长度较短，因此只建立集总参数模型如图12（a）和（b）所示. 其中，LBP为正极铜排自感，LBN为负极铜排自感，MPN为正负极铜排互感，CBP为正极铜排对地电容，CBN为负极铜排对地电容，CPN为正负极铜排间电容，LBU为U 相铜排自感，LBV为V 相铜排自感，LBW为W 相铜排自感，CBU为U 相铜排对地电容，CBV为V 相铜排对地电容，CBW为W 相铜排对地电容.

图10 直流母排和交流母排三维模型Fig. 10 Three-dimensional model of DC busbar and AC busbar

图11 直流母排与交流母排电感电容参数曲线Fig. 11 Parameter curve of inductance and capacitance of DC and AC busbar

图12 直流母排和交流母排高频等效模型Fig. 12 High-frequency equivalent model of DC and AC busbar

2.2.3 直流母线支撑电容

直流母线支撑电容放置在直流铜排与IGBT 模块之间，用来平滑母线电压、消除母线纹波. 采用IGBT 模块同样的测量和计算方法，得到支撑电容的寄生电感和寄生电容，建立如图13 所示的直流母线支撑电容的高频等效电路模型.

图13 直流母线支撑电容实物图及高频等效模型Fig. 13 The physical image and high-frequency equivalent model of the DC bus supporting capacitor

2.2.4 电机控制器高频模型

将IGBT 模块模型、直流母排模型、交流母排模型、直流母线支撑电容模型连接，建立电机控制器高频等效模型，如图14 所示. 其主要参数如表1 所示.

图14 电机控制器高频等效电路模型Fig. 14 High-frequency equivalent circuit model of motor controller

表1 电机控制器高频模型参数Tab. 1 Parameters of the high-frequency model of the motor controller

2.3 电机高频模型

2.3.1 等效阻抗测量

电机等效阻抗测量布局如图15 所示，共模等效阻抗测量结果如图16 所示，差模等效阻抗如图17 所示. 从图16 可以看出，三相对地阻抗和单相对地阻抗在整个频段有相同的趋势. 特别是在10～200 MHz，两条曲线的幅值和相位几乎重合. 从图17 可以看出，单相对两相的阻抗与单相对单相的阻抗在整个频段的幅值和相位曲线近乎重合.

图15 阻抗测量图Fig. 15 Measurement diagram of impedance

图16 共模阻抗测量结果Fig. 16 Measurement results of CM impedance

图17 差模阻抗测量结果Fig. 17 Measurement results of DM impedance

2.3.2 电机差模阻抗等效电路模型

如图18 所示，电机U 相与W 相绕组的端口差模阻抗曲线中有3 个谐振尖峰，根据波峰波谷可以将整条曲线划分为6 个区域. 电机单相绕组模型由3个RLC 谐振单元组成，如图19 所示.

图18 电机单相绕组阻抗幅频曲线Fig. 18 The amplitude-frequency curve of the impedance of the single-phase winding of the motor

图19 单相电机绕组模型Fig. 19 Model of single-phase motor winding

模型元件参数值按照以下步骤计算：

在区域1，电机绕组呈现感性，可以根据式（5），计算绕组的主电感. 式中，fP1、Z1和fP2、Z2分别为区域1 曲线两点的频率和对应阻抗. 选取（30 kHz，13 Ω）和（200 kHz，85 Ω）两点，可以计算得到Lm=67 μH.

46 MHz 频点处的尖峰是由于L1与C1谐振引起的，100 MHz 频点处的波谷是由于C1与L2引起的，根据式（8）可以计算得到L1和L2的比值，L1∶L2=4.7∶1. 式中f3=46 MHz 和f4=100 MHz. 由式（7）和式（8），计算得到：L1=97 nH，L2=16 nH.

根据46 MHz 与166 MHz 这两个尖峰点的幅值得到，R1=350 Ω，R2=150 Ω.

根据计算结果，采用ADS 软件对绕组等效阻抗模型进行了仿真，结果如图20 所示，可以看到在10 kHz～200 MHz 的整个频段，仿真结果与测量结果偏差较小.

图20 电机单相绕组阻抗仿真模型与仿真结果Fig. 20 The simulation model and results of single-phase winding impedance of the motor

2.3.3 电机共模阻抗等效电路模型

可以根据图16 中，三相对地10 kHz～1 MHz 频率范围的共模阻抗，计算电机绕组对地电容CG的值，计算式如下：

式中，fP3=100 kHz 和Z3=120 Ω，计算得到CG=13.2 nF.

永磁同步电机高频等效电路模型如图21 所示，模型中元件参数如表2 所示. 从图22 可以看出在10 kHz～10 MHz 频段电机共模等效阻抗的仿真结果与实验结果的偏差较小.

图21 永磁同步电机高频等效电路模型Fig. 21 High-frequency equivalent circuit model of permanent magnet synchronous motor

图22 电机共模阻抗仿真与实验结果对比Fig. 22 Comparison of simulation and experimental results of motor CM impedance

表2 永磁同步电机模型参数Tab. 2 Parameters of permanent magnet synchronous motor model

2.4 线缆高频模型

采用与永磁同步电机建模类似的测量和计算方法，建立长度1 m 的高压线缆的高频等效电路模型，仿真结果如图23 所示，可以看出，在30 kHz～108 MHz频段，线缆阻抗仿真结果与测试结果之间偏差较小，证明该线缆高频等效模型的准确性较高.

图23 单根屏蔽线仿真结果Fig. 23 Simulation results of a single shielded wire

由于车辆高压动力线缆均为屏蔽线，不同线之间的互感和互容可以忽略. 因此，根据单根线缆的模型，可以建立如图24（a）所示的三相交流线缆模型.并且通过测量2 m 单根线缆的阻抗，采用同样的方法可以建立高压直流线缆模型，如图24（b）所示.

图24 高压动力线缆模型Fig. 24 Model of high-voltage power cable

3 系统传导发射建模仿真与实验

电机驱动系统的高频等效电路模型由以上建立的子系统模型组成，在ANSYS/Simplorer 中搭建模型，并在Matlab 软件中搭建了电机控制模块，提供6 个IGBT 管的驱动信号，如图25 所示. 通过Matlab 和ANSYS 两个软件协同仿真,实现对电机驱动系统传导骚扰发射的预测.

图25 电机驱动系统模型Fig. 25 Motor drive system model

参照标准GB/T 18655-2016 与GB/T 36282-2018，在电机1/4 额定工况下（53 N·m，1 900 r/min），进行了传导发射试验，试验平台如图26（a）所示.图26（b）显示了传导发射实验结果与仿真结果的对比，其中，在150 kHz～30 MHz 频段内，仿真结果与实验结果的趋势一致，误差小于8 dB，可以说明等效电路模型的准确性较高，可以用来模拟实际电机驱动系统的传导发射. 由于实际电机带载测量EMI 工况与仿真工况有一定差异，加上各部件组成系统后存在耦合现象，因此，在30 MHz 以上的频段，仿真结果与实验结果相比出现一定的误差. 总体来说，所建立的电机驱动系统高频等效电路模型具有一定的准确性，可以用来模拟实际电机驱动系统的传导发射.

图26 传导发射实验与仿真对比Fig. 26 Experiment and simulation comparison of conducted emission

图27 显示了传导骚扰电压与电机阻抗的关系.可以看出，传导骚扰电压在0.8～1.8 MHz，5.9～6.2 MHz超出限值等级3 要求，在此频率区间内共模阻抗与骚扰电压有明显对应关系，超标主要由电机共模阻抗引起. 在7 ～20 MHz 频段差模阻抗与骚扰电压有明显对应关系，骚扰电压尖峰主要由电机差模阻抗引起. 由此可以看出，电机的阻抗会对电机控制器高压直流侧发射的产生影响.

图27 传导骚扰电压与电机阻抗曲线关系图Fig. 27 The relationship between conducted disturbance voltage and motor impedance curve

4 结 论

文中建立了基于测量的电动汽车电机驱动系统高频等效电路模型，主要包括屏蔽线缆模型、电机控制器模型和驱动电机模型. 通过测量各个子系统的端口阻抗，结合系统部件的物理结构，提取模型的寄生参数，进行高频等效电路的建模. 仿真与实验证明，所建立的模型在寄生电路参数和系统元件几何结构之间具有明显的相关性. 将子系统模型连接为完整的电机驱动系统高频等效电路模型，分析和预测系统的高压直流电源线传导电磁干扰. 通过仿真和实验验证了所建立的系统模型在150 kHz～108 MHz 的频率范围内都对应良好，在30 MHz 以下误差小于8 dB，能够用来分析和预测高压直流电源传导电磁干扰.