具备故障电流阻断能力的改进型子模块及特性

2022-08-23何星柱张新燕王腾

科学技术与工程 2022年21期

何星柱，张新燕，王腾

(新疆大学电气工程学院，乌鲁木齐 830046)

模块化多电平换流器凭借其输出电压等级高、谐波含量低且波形质量好、运行效率高及可扩展性与模块化程度高等优点在柔性高压直流输电领域应用广泛[1-3]。在远距离高压大容量的柔性直流输电系统中，由于电缆铺设较受地理环境制约且造价昂贵，所以更多的是使用架空线路进行传输，但与铺设电缆相比架空线路发生故障的频率较高[4]。一旦发生故障，由于直流电流没有过零点，电流上升迅速，故障隔离难度较大，所以如何实现直流输电线路故障电流的清除或阻断已经是柔性高压直流输电领域中亟须解决的关键环节之一。

目前国内外对柔性直流输电中直流故障电流的阻断方法大体分成如下三类。

一是采用“交流断路器+隔离开关”的模式阻断直流故障电流。在发生故障时，该模式通过断开交流断路器和相应隔离开关来阻断直流故障，但交流断路器的响应、动作和重启恢复速度慢，导致该模式的故障阻断快速性和系统供电可靠性效果差[5]。

二是利用“高压直流断路器+隔离开关”的模式来阻断直流故障电流[6]。在发生故障时，该模式通过断开直流断路器和相应隔离开关来阻断直流故障，目前该技术日趋成熟，例如采用目前全世界最高电压等级和最大开断能力的高压直流断路器的工程——张北柔直工程，但造价昂贵且大大增加工程投资成本仍限制了直流断路器的使用[7]。

三是使用拥有直流故障电流阻断能力的模块化换流器子模块来阻断直流故障电流[8]。在发生故障时，这类子模块可以利用自身的功率器件来切断故障回路达到阻断故障电流的目的。其中最经典的子模块拓扑无疑是全桥式子模块拓扑(full-bridge sub-module， FBSM)，该子模块拥有对称的直流故障电流阻断能力，但投资成本较高且功率损耗大[9]。钳位型双子模块拓扑(clamp double sub-module， CDSM)的投资成本低且本身拥有能够自均压的能力，但其直流故障电流的阻断能力不对称、对子模块中电容的利用率较低且阻断能力相比FBSM要差一些[10]。文献[11]通过增添一定数量的功率器件将两个传统半桥子模块连接起来提出了改进电容型子模块，该子模块都拥有对称的故障阻断能力且各器件耐压要求较低但器件成本和运行成本较高。文献[12]通过引入逆阻型IGBT器件提出了双逆阻型子模块(dual reverse blocking sub-module， DRBSM)。该子模块能输出3个电平且控制和调制策略较为简易，拥有对称的故障阻断能力但对脉冲触发一致性的要求较高。文献[13]在半桥式子模块的基础上进行改进并提出了带有双向开关的二极管钳位子模块拓扑(diode clamp with bidirectional switch sub-module， DCBSSM)，子模块DCBSSM在具备清除直流故障电流能力的同时保留了控制方式简易的优点，但仅输出两个电平，这导致其在输出相同电平时需要更多的子模块数量，使得经济性变差。文献[14]提出了一种双向开关钳位式全桥子模块 (bidirectional switch clamp full bridge sub-module， BCFSM)，该子模块具有对称的故障电流阻断能力且故障电流清除速度快、经济性高，但采用功率器件较多。

在DCBSSM的基础上，现改进得到一种带有双向开关的钳位双电容子模块(clamp double capacitor bidirectional switch sub-module， CDCBSSM)，该子模块在拥有直流故障电流阻断能力的同时能够输出3个电平且相对而言投资成本要小。首先介绍CDCBSSM的拓扑结构和工作方式并分析该子模块的故障阻断机理，其次分析了各器件的电压应力和子模块的经济性；最后在MATLAB/Simulink仿真平台上搭建单端7电平高压直流输电模型对该子模块的直流故障阻断特性与各器件电压应力进行仿真验证和分析。

1 子模块CDCBSSM结构与工作原理

1.1 拓扑结构

图1(a)为带有双向开关的二极管钳位型子模块DCBSSM的拓扑结构，该拓扑结构由2个带反向并联二极管(D1，D2)的IGBT(T1，T2)、4个二极管(D3～D6)与1个IGBT(T3)组成的一个双向开关型器件及2个二极管(D7，D8)连接而成。双向开关型器件可以实现电流的双向流动控制，在部分高压直流断路器拓扑结构中得到一定应用。当发生直流故障所有IGBT闭锁后，由二极管D1、D2为正向故障电流形成通路，二极管D7、D8为反向故障电流形成通路。但该结构只能输出0和Uc两个电平，为提高该结构的输出电平数，在该结构的基础上进行改进得到了改进型子模块拓扑CDCBSSM，具体结构如图1(b)所示，CDCBSSM由3个IGBT及其反并联二极管(D1～D3)、1个双向开关型器件、2个直流电容(C1、C2)组成，改进后的拓扑结构可以输出0、UC1、UC2及UC1+UC2四个电平，当电容C1与C2参数相同时可以输出0、UC及2UC三个电平。

图1 子模块改进Fig.1 Sub-module improvement

1.2 工作状态

在正常工作时，MMC通过交替切换T1、T2、T3和T4的开关状态来实现子模块的投入与切除，其具体工作状态如表1所示。

由表1可知，子模块CDCBSSM在正常工作时有以下4种工作状态。

(1)当T1和T3处于开启状态而T2和T4处于关闭状态时，电容C1和C2串联投入，输出电压为UC1+UC2。

(2)当T1和T4处于开启状态而T2和T3处于关闭状态时，电容C1投入、C2旁路，输出电压为UC1。

(3)当T2和T3都处于开启状态而T1和T4处于关闭状态时，电容C1旁路、C2投入，输出电压为UC2。

(4)当T2和T3处于开启状态而T1和T4处于关闭状态时，电容C1和C2都被旁路，输出电压为0，此时的子模块为切除状态。

由于T1和T2始终处于相反切换状态，T3和T4始终处于相反切换状态，且该子模块可以单独输出任一电容电压，在控制时类似于投切两个半桥子模块，故该拓扑的控制策略较为简单。正常工作时子模块CDCBSSM的电流通路如图2所示，图中黄线和绿线分别代表流入子模块电流的方向。

表1 CDCBSSM开关状态与输出电压Table 1 CDCBSSM switch status and output voltage

图2 CDCBSSM正常工作时电流通路Fig.2 Current path during normal operation of CDCBSSM

1.3 故障电流通路

当发生直流故障时，全部IGBT均应立即闭锁，此时双向开关型器件相当于开路，使得故障电流不能直接流到短路点，只能通过续流二极管D1和D3或D2和D8来将电容串入故障回路，之后由于电容电压的反向钳位作用迫使二极管偏置以实现阻断故障电流的目的。当所有IGBT闭锁后根据瞬时电流流向的不同子模块有两种电流通路见图3。

当故障电流Ism>0时，故障电流通过续流二极管D1和D3将电容C1和C2串入回路见图3(a)；当故障电流Ism<0时，故障电流经过续流二极管D2和D8将电容C1串入回路见图3(b)。随着回路中反向电容电压的升高，通过反向电容电压的钳位作用迫使二极管转换为偏置状态继而达到使故障电流迅速下降的目的。

如果仅考虑4个续流二极管和两个直流电容，可将子模块CDCBSSM在故障闭锁期间的故障电流通路进一步简化见图4。

图3 故障时子模块内电流通路Fig.3 Current path in the sub-module when fault occurs

图4 故障电流通路简化图Fig.4 Simplified diagram of fault current path

2 子模块CDCBSSM故障阻断机理分析

高压直流输电系统中的直流故障有单极接地、双极短路和断线等故障，仅分析危害更为严重的直流侧发生双极短路故障的情况。当直流侧发生故障时从保护系统检测到故障到所有IGBT闭锁之间会有一定时间的延时，所以整个过程分为IGBT闭锁前和闭锁后两个阶段。

2.1 闭锁前

发生故障后，此时所有IGBT正常接受正常脉冲触发开关信号，子模块电容处于放电状态，其等效电路近似等效为二阶放电回路，因对于此过程的相关研究成果较多，故主要研究闭锁后的过程。

2.2 闭锁后

当所有IGBT接受关断的脉冲触发开关信号后进入闭锁状态，子模块电容由放电状态转为充电状态，迫使回路电流逐渐下降，随着电容电压逐渐升高，当电流变为零时，二极管转换为反向偏置状态，故障电流因此被切断。

根据故障电流方向，有两种故障电流通路，以A相和B相为例对闭锁后故障电流的阻断特性进行分析。假设初始瞬间故障电流的方向为由A相流向B相，则换流器内部电流路径如图5中黄线所示，此时故障电流的路径由2N个续流二极管D1、D3与电容C1、C2串联而成。根据KVL，可得故障通路的电压方程为

UAB=2N(UDS+UCS)-Ur

(1)

式(1)中：UAB为交流侧A、B相之间的线电压；Ur为发生双极短路故障后直流侧正负极之间的剩余电压；UDS为换流器闭锁后单个子模块中二极管D1、D3的电压之和；UCS为单个子模块中电容C1与C2的电压之和。其中电容电压C1、C2满足的关系式为

(2)

因此，两个二极管D1和D3的电压为

(3)

图5 闭锁后MMC内部故障电流通路Fig.5 MMC internal fault current path after blocking

又因为当系统正常运行时，直流母线电压和交流系统线电压及残压Ur满足关系式为

(4)

式(4)中：m为电压调制系数，m<1。

然后可得

(5)

由式(5)可知，二极管 D1、D3不能同时导通，即使有电流流过也会因承受反压而关断，故障电流因此而被阻断。

同样，当初始瞬间故障电流的方向为由B相流向A相，则换流器内部电流路径由2N个二极管D2、D8和电容C1串联而成见图5中绿线，根据KVL，可得故障通路的电压方程为

UBA=2N(UDS+UC1)+Ur

(6)

式(6)中：UBA为交流系统中B相和A相之间的线电压；Ur为发生双极短路故障后直流侧正极负极之间的剩余电压；UDS为换流器闭锁后单个子模块中二极管D2、D8的电压之和；UC1为单个子模块中电容C1的电压。

(7)

从式(7)可以得出结论，二极管 D2、D8不能同时导通，即使有电流流过也会因承受反压而关断，故障电流因此而被阻断。

综上所述，在闭锁状态下，无论故障电流的初始方向如何，由于电容提供的反向电压迫使所有二极管都会转换为偏置状态，从而使故障电流迅速衰减至零。因此，提出的CDCBSSM换流器子模块拓扑具有快速阻断直流故障电流的能力。

3 器件电压应力及经济性分析

3.1 器件电压应力分析

为了在工程中有更好的实际应用，有必要对提出的子模块拓扑中功率器件的电压应力进行分析。由于T1和D1、T2和D2、T3和D3都是并联的，所以只需要分析D1、D2、D3、T4和D8的电压应力。

在正常运行时，二极管D8始终处于关断状态，对图2分析可知：当输出电压为UC1+UC2时，D1与D3的电压为0，D2承受电容电压UC1，T4承受电容电压UC2，D8承受电容电压UC1+UC2；当输出电压为UC1时，D1与T4的电压为0，D2承受电容电压UC1，D3承受电容电压UC2，D8承受电容电压UC1+UC2；当输出电压为UC2时，D2与D3的电压为0，D1承受电容电压UC1，T4承受电压为UC2，D8承受电容电压UC1+UC2；当输出电压为0时，D2与T4的电压为0，D1承受电容电压UC1，D3承受电容电压UC2，D8承受电容电压UC1+UC2。

从上述分析可知，正常运行期间，改进型子模块中二极管D1、D2、D3、T4、D8等功率器件的电压应力可表示为

(8)

在故障闭锁期间，对图3分析可知：当故障电流为正向时，D1与D3的电压为0，D2承受电容电压UC1，T4承受电容电压UC2，D8承受电容电压UC1+UC2，故此时D2、T4与D8的电压应力可表示为

(9)

当故障电流为反向时，D2和D8的电压为0，D1承受电容电压UC1，T4承受电容电压UC2，D3承受电容电压UC1+UC2，故此时D1、T4与D3的电压应力可表示为

(10)

从上述分析可知，故障闭锁期间，改进型子模块中续流二极管D1、D2、D3和钳位二极管D8等功率器件的电压应力可表示为

(11)

3.2 投资成本分析

MMC子模块的投资成本主要与电容及功率器件的数量有关，而功率器件的成本还与其额定电压的大小有关，在其余系统参数均相同的情况下，将从子模块单位电容下所需功率器件数量的角度进行对比分析。通过对功率器件电压应力分析可知，二极管D3与D8的电压应力为2UC，其余功率器件的电压应力均为UC，故将子模块中电压应力为2UC的功率器件等效为两个串联的电压应力为UC的功率器件。表2对比了不同子模块单位电容下所使用功率器件的数量。

表2 单位电容所需功率器件Table 2 Power devices required for unit capacitances

由表2分析可知，FBSM单位电容下所需的IGBT数为4，其投资成本明显高于其他子模块，而CDCBSSM单位电容所需IGBT仅为2，比其余子模块都低，但由于其使用双向开关型器件导致拓扑中含有较多的二极管，将二极管的成本也考虑在内构建其附加成本CF表达式为

CF=NI+QND

(12)

式(12)中：NI为单位电容下IGBT数；ND为单位电容下二极管数；Q为二极管相对于IGBT的价格之比，取值 0.25。经过计算得到FBSM、CDSM、DCBSSM和CDCBSSM的附加成本分别为5、3.375、5和3.25，由此可知，CDCBSSM在具备故障电流阻断能力的同时，其投资附加成本也较低，具有良好的经济性。

4 仿真验证与分析

4.1 仿真模型

为了验证所提MMC子模块CDCBSSM在发生故障时的直流故障电流阻断的能力及有效性，在MATLAB/Simulink仿真平台上构建了单端7电平高压直流输电模型见图6，仿真参数见表3。

图6 仿真模型Fig.6 Simulation model

表3 仿真参数Table 3 Simulation parameters

受限于仿真速率，仿真模型的系统容量很小，但得出的结论也适用于更大容量的高压直流输电系统。

4.2 双极短路故障仿真分析

主要针对所提子模块CDCBSSM在高压直流输电系统中发生最为严重的双极短路故障时的表现进行分析。仿真模型设置故障发生在t=0.605 s，故障检测与发出子模块闭锁信号的反应延迟为0.002 s，子模块闭锁发生在t=0.605 2 s。

图7为基于所提拓扑CDCBSSM的MMC换流器实现的直流故障阻断的仿真波形，图7(a)为交流电压，在换流器闭锁前后无明显变化。图7(b)、图7(c)分别为交流电流和直流电流，不难看出在检测出故障后、换流器闭锁前两者均迅速增加，待换流器闭锁后因接入故障回路的电容产生的反向电压迫使两者均迅速衰减至0。图7(d)为直流电压，很明显该电压在换流器闭锁后迅速跌落至0。图7(e)为A相上桥臂子模块的电容电压，其中SMi(i=1、2、3)为上桥臂第i个子模块，换流器闭锁后短时间内子模块电容处于充电状态，电压持续升高，待故障电流衰减至0后迫使二极管转换为偏置状态，从而切断故障电流回路，之后电容电压基本上保持不变。

图8为所提子模块拓扑CDCBSSM中器件T1、T2、T3、T4以及D8的电压波形。可以看出，在正常运行时T1、T2最大电压为1 kV，最小电压为0，T3、T4的最大电压为1 kV，最小电压为0，D8的最大电压为2 kV，最小电压为1 kV。在发生直流故障且换流器闭锁后，D8导通瞬间，电容C1转为充电状态，T1电压逐渐上升但未超过单个电容的电压，T2电压为0，T3、T4电压迅速上升，T3最大值为2 kV未超过单个电容电压的两倍，T4最大值为1 kV，随后电容电压迫使钳位二极管D8转换为反向偏置状态继而切断故障电流通路，此后各电压呈周期变化。通过分析仿真波形结果表明与前文理论分析基本相符。

5 结论

针对拥有直流故障清除能力的子模块拓扑DCBSSM存在输出电平低的问题，提出了一种可以多输出一个电平且能够阻断直流故障电流的子模块拓扑CDCBSSM，阐述了它的拓扑结构和工作模式，并分析了该子模块的直流故障阻断机理和各器件的电压应力及投资成本，最后基于仿真平台搭建了单端高压直流输电模型对该子模块的故障电流阻断能力和有效性进行了验证与分析，得出以下结论。