适用于大规模风、光直流送出系统的改进型MMC 子模块拓扑

王亚强， 樊艳芳

（新疆大学 电气工程学院， 新疆 乌鲁木齐 830047）

0 引言

高压直流输电系统将“三北”地区的可再生能源输送到电力负荷集中的东南沿海地区[1]～[4]。高压直流系统主要由送端整流站、受端逆变站和直流架空线路组成，其中送端整流站、受端逆变站由模块化多电平换流器（MMC）组成，因电能传输距离长、容量大，送端整流站和受端逆变站之间直流架空线路容易发生直流短路故障。

目前，隔离直流故障的方法主要有两种，一种是在直流线路中串联直流断路器，另一种是在模块化多电平换流器中接入具有故障自清除能力的子模块。 直流断路器在几毫秒内就可以隔离故障线路，供电可靠性较高。 但是直流断路器中采用了大量的全控型器件，断路器成本较高，且当线路电压等级发生变化时，为了维持每一个全控型器件两端的正常电压，直流断路器中串联的全控型器件数量也必须随着发生变化，因此直流断路器仅在供电可靠性较高的场合使用。 自清除能力的子模块可以阻断直流侧故障电流，但大部分具有故障自清除能力的子模块都是基于半桥子模块（Half Bridge Sub-Module，HBSM） 拓扑结构改进而来，典型的有全桥子模块（FBSM）、钳位型双子模块（CDSM）、串联双子模块（SDSM）和逆阻型半桥子模块（RB-HBSM）等[5]～[10]。 全桥子模块能够快速清除故障， 但是子模块输出单位电平下所需全控型器件数量是半桥子模块的2 倍， 造价成本和运行损耗较大； 钳位型双子模块采用了2 个半桥子模块并联的结构， 在具备故障自清除能力的同时， 减小了子模块输出单位电平下所需全控型器件的数量，减小了造价成本，但是在结构上存在耦合性，增大了控制和电容均压的难度，变相增加了成本； 串联双子模块采用了2 个半桥子模块串联的结构，子模块中的2 个电容维持串联连接，从而避免了结构上耦合的问题， 但是子模块结构还是比较复杂，控制难度较大[11]～[16]；逆阻型半桥子模块在半桥子模块的基础上只增加了1 个IGBT，造价理想，正常运行时，T3一直处于导通状态，与半桥子模块下管IGBT 所并联的二极管作用完全一样，因此控制策略上，完全可以使用半桥子模块的控制方案，大大减小控制成本。但是当直流侧发生短路故障后， 子模块中所有IGBT 的触发信号都被闭锁， 子模块中桥臂电感的能量不能通过回路释放， 故障电流会形成一个从短路电流瞬时值到0 的突变， 桥臂电感两端会产生一个很大的电压加在回路中子模块下管IGBT 的两端， 该电压有可能超过IGBT 的耐压值，导致IGBT 烧毁[17]。

本文在半桥子模块的基础上， 对拓扑结构进一步优化， 提出一种改进半桥-半桥串联子模块（Advancement Series Half Bridge Sub -Module，ASHBSM）拓扑结构，研究其运行特性，分析了故障阻断原理、 耐压性和经济性。 最后在PSCAD/EMTDC 中搭建双端21 电平MMC 直流系统，验证了所提出的改进型子模块能够快速有效阻断直流侧故障电流， 且子模块下管两端不会产生过电压。

1 子模块拓扑结构及运行原理

1.1 子模块拓扑结构

ASHBSM 拓扑结构如图1 所示。图中：Usm为子模块的输出电压；Ism为子模块电流；T1～T6为IGBT；D1～D8为二极管；C1～C2为子模块电容且电容值相同；UC1～UC2为子模块电容C1和C2两端的电压。

图1 子模块拓扑结构图Fig.1 Sub-module topology diagram

1.2 子模块运行模式

在正常工作时，T3和T6一直处于导通状态。根据T1，T2，T4和T5开断情况的不同组合，子模块共有4 种工作模式，总共输出3 种电平。 模式1：T1和T4关断，T2和T5导通，电容C1和C2被旁路，子模块输出电压为0； 模式2：T2和T4关断，T1和T5导通，电容C1投入，电容C2被旁路，子模块输出电压为UC1；模式3：T1和T5关断，T2和T4导通，电容C1被旁路，电容C2投入，子模块输出电压为UC2；模式4：T2和T5关断，T1和T4导通，电容C1和C2均投入，子模块输出电压为UC1+UC2。 在阀级控制作用下， 电容C1和C2的电压值保持均衡。ASHBSM 中IGBT 的开断情况和子模块的工作状态如表1 所示，1 表示导通，0 表示关断。

表1 子模块运行状态Table 1 Submodule running state

1.3 子模块阻断直流故障原理

直流侧故障主要分为断线故障、 单相接地故障和极间短路故障。 单相接地和极间短路故障的电流路径几乎相同，故障清除原理完全一样，所以本文只对极间短路故障时， 子模块阻断故障原理进行分析。

图2 为三相ASHBSM-MMC 拓扑结构示意图，由交流侧、换流器和直流侧组成。

图2 MMC 结构示意图Fig.2 Topology of MMC

换流器总共有3 个相桥臂， 每一个相桥臂包含上、下两个桥臂，每一个桥臂由N 个正向串联的ASHBSM 子模块和电感L 组成。相桥臂的交流输入端对应上、下两个桥臂电感的连接点。系统正常运行时，每个时刻，上、下桥臂投入的子模块数量之和必须为N，以保证直流侧电压的恒定，即：

式中：UC子模块电容的额定电压；Udc为直流侧电压。

故障发生后的数毫秒时间内，MMC 中所有的子模块就会进入闭锁状态。 根据Ism的正负，ASHBSM 存在两种闭锁状态，如图3 所示。 对应基于ASHBSM 的MMC 拓扑的故障电流等值电路分两种情况进行分析。

图3 故障闭锁后ASHBSM 电流方向Fig.3 AHBSM current direction after fault locking

由图3 可知，当Ism>0 时，故障电流从子模块的s 端流入，经过二极管D1，D3，D6，D8和电容C1，C2后， 从m 端流出。 因此， 在基于ASHBSM 的MMC 拓扑的故障等值电路中，可以用二极管和电容的串联来等效代替ASHBSM。以AB 两相为例，闭锁后系统故障等效电路如图4 所示。图中：UAB为A，B 两相之间的线电压；Z 为回路中的等效阻抗；等效二极管数目为8 N；等效电容电压为4 NUC；N 为MMC 每个桥臂中ASHBSM 的个数。

图4 闭锁后系统故障等效电路图（Ism＞0）Fig.4 System fault equivalent circuit diagram after locking（Ism＞0）

根据基尔霍夫电压定律， 可以得到回路的电压方程为

由式（3）可知，回路中的二极管将会因为承受反向电压而截止， 阻断交流侧向短路点馈入短路电流。 因为式（3）的分子小于0，分母大于0，分子中不包含变量N，所以无论N 为多少，故障电流都能被阻断，因此本文提出的ASHBSM 在子模块中电流大于0，可以实现直流侧故障的自清除。

当Ism<0， 故障电流从子模块的m 端流入，经过二极管D5，D4，D2和电容C1，C2后，从s 端流出。因此， 在基于ASHBSM 的MMC 拓扑的故障等值电路中可以用二极管和电容的串联来等效代替ASHBSM。 以AB 两相为例，闭锁后系统故障等效电路如图5 所示。

图5 闭锁后系统故障等效电路图（Ism<0）Fig.5 System fault equivalent circuit diagram after locking（Ism<0）

图中：等效二极管数目为6N，等效电容电压为4NUC。

根据基尔霍夫电压定律， 可以得到回路的电压方程为

因为式（5）的分子小于0，分母大于0，分子中不包含变量N，所以无论N 为多少，故障电流都能被阻断。因此本文提出的ASHBSM 在子模块中电流小于0，同样可以实现直流侧故障的自清除。

由前面分析可得，二极管两端的电压等于A，B 两相之间的线电压减去回路中的等效电容电压和等效阻抗两端的电压， 再除以回路中二极管的数量。 图4，5 就只有二极管数量有区别，因此，本文提出的ASHBSM 在子模块中电流小于0，同样可以实现直流侧故障的自清除。

2 混合型MMC 系统设计

由表1 可知， 在系统正常运行时，T3和T6一直处于导通状态，子模块的运行损耗较高。 因此，为了降低系统的运行损耗，同时也为了减小MMC的造价成本，本文提出一种半桥子模块与ASHBSM 级联的混合型MMC。 在保证最大运行经济和最小造价成本的同时， 还得保证该混合型MMC具有直流侧故障的自阻断能力， 须根据直流侧故障下系统的等效电路图， 确定MMC 每一个桥臂中半桥子模块与ASHBSM 的一个最佳比例。假定每一个桥臂中ASHBSM 的个数为P，半桥子模块的个数为N-P。

当直流侧发生短路故障后， 在几毫秒后子模块进入闭锁状态。 由前面分析可知， 当Ism>0 时，ASHBSM 可以等效为2 个电容与4 个二极管的串联。当Ism<0 时，ASHBSM 可以等效为2 个电容与3个二极管的串联。 半桥子模块也存在2 种等效情况，当Ism>0 可以等效为1 个二极管和一个电容的串联，当Ism<0 可以等效为1 个续流二极管。

当直流侧发生故障后，换流器闭锁，系统故障回路中， 二极管两端的电压等于交流侧的线电压减去回路中的等效电容电压和回路中的等效阻抗两端的电压，再除以二极管的数量。ASHBSM 的2种等效电路只有二极管数量有区别， 其他完全一样，当半桥子模块Ism>0 有等效电容，而Ism<0 没有等效电容。 因此需要分析Ism<0 来确定每个桥臂中所需ASHBSM 的最小数量。 以AB 两相为例，闭锁后系统故障故障等效电路如图6 所示。图中：等效二极管数目为4N+2P；等效电容电压为4PUC。

图6 闭锁后混合系统故障等效电路图Fig.6 Fault-equivalent circuit diagram of hybrid system after locking

3 耐压性与经济性分析

3.1 耐压性

器件两端电压情况主要从系统正常运行到换流器闭锁前和换流器闭锁后两种情况进行分析。由图1 和表1 可知， 系统正常运行到换流器闭锁前，T3和T6两端电压一直为0。 D3和D8两端电压一直为0。D5两端的电压一直为1 个电容电压。D7串联子模块的两个电容， 当子模块的1 个电容投入运行时，D7两端电压为1 个电容电压。 当子模块的2 个电容投入运行时，D7两端电压为2 个电容电压的和， 所以正常运行时，D5和D7均被阻断，无电流通过。 ASHBSM 子模块中的2 个半桥子模块，因为运行时，上下管都是处于交替导通状态， 因此T1，T2，T4，T5，D1，D2，D6和D7承受的最大电压都为1 个子电容电压。

当直流侧发生故障， 换流器闭锁后。 由图3（a） 可知，Ism>0 时与正常运行时的电流路径完全一样，各器件两端承受的电压与正常运行时一样。由图3（b）可知：当Ism<0，T3和D3，T1，D1，T6和D8两端的电压为1 个电容电压；T4，D6，T5和D7两端的电压为0.5 倍电容电压；T2，D2，D4和D5两端电压为0。 从图3 可以看出：当Ism>0，故障电流通过二 极 管D1，D3，D6，D8对 电 容C1，C2进 行 充 电；当Ism<0， 故障电流通过二极管D5，D4，D2对电容C1，C2进行充电。 当回路中的所有电容电压之和大于交流侧线电压时，二极管将承受反向电压而截止，从而阻断故障电流，避免了像逆阻型半桥子模块通过下管IGBT 直接开断故障电流， 防止下管IGBT 出现过电压。

3.2 经济性

MMC 成本须从造价和控制两方面进行考虑。造价成本方面，表2 以单个桥臂为例，忽略成本远低于IGBT 的二极管和电容， 比较半桥子模块（HBSM）、全桥子模块（FBSM）、钳位型双子模块（CDSM）、 逆 阻 型 半 桥 子 模 块 （RB-HBSM），ASHBSM 在输出相同电压值下所需不同耐压值的IGBT 数量。

表2 不同拓扑子模块的MMC 单桥臂所需IGBT 个数Table 2 Number of IGBT required for MMC single bridge arm of different topological submodules

由表2 可知，HBSM 不具备故障自清除能力，FBSM，CDSM，RB-HBSM 和ASHBSM 具备故障自清除能力。 从所需不同耐压值的IGBT 数量上看，ASHBSM 所需IGBT 数量比FBSM 少N 个，比CDSM 多0.5N 个，与RB-HBSM 相等，但从IGBT的耐压值来看，ASHBSM 和CDSM 中的IGBT 耐压值都为UC，RB-HBSM 中有N 个耐压值为2UC的IGBT。 从故障自阻断能力强弱来看，由图3 可知，ASHBSM 在闭锁后， 子模块中的每一个电容都参与了故障电流的阻断， 其阻断能力与FBSM和RB-HSBM 相同，CDSM 中只有一半的电容参与了故障电流的阻断， 其故障阻断能力比ASHBSM 较弱， 在系统参数相同的混合型MMC中， 每一个桥臂所需ASHBSM 的数量将小于CDSM 的数量，大大减小了其MMC 中IGBT 的数量。 因此ASHBSM 与FBSM，CDSM 和RB-HBSM相比，ASHBSM 的造价成本较小。

控制成本方面，在众多子模块的控制方案中，HBSM 的控制最为简单和成熟。由表1 可知，正常运行时，ASHBSM 中的T3和T6一直处于导通状态，由图1 可知，ASHBSM 中的两个半桥子模块是串联的，因此ASHBSM 可以采用HBSM 的控制方案， 但FBSM 和CDSM 正常运行时， 控制比较复杂，不能采用HBSM 的控制方案，因此ASHBSM与FBSM 和CDSM 相比，大大节省了控制成本。本文的ASHBSM 仍具有一定经济性。

4 仿真分析

4.1 仿真算例参数

为了验证本文所提ASHBSM 拓扑结构的直流故障阻断能力， 在PSCAD/EMTDC 仿真平台中搭建混合型21 电平双端MMC-HVDC 仿真算例，输送功率为30 MW，直流侧电压为60 kV，采用冒泡排序算法的子模块均压策略和最近电平逼近调制策略来维持直流侧电压的恒定。 模型的具体相关参数如表3 所示。 仿真结构如图7 所示。

表3 系统参数Table 3 System parameters

图7 两端MMC-HVDC 仿真结构图Fig.7 MMC-HVDC simulation structure diagram at both ends

本文对MMC-HVDC 的极间短路故障和单极接地故障进行验证和分析， 因为受仿真环境和速度的影响，所搭建的仿真模型为21 电平且系统容量相对较小， 受模型电平数限制电压电流波形有较小的谐波， 但其结论仍适用于电平数多和容量大的系统。

4.2 极间短路故障分析

设置二组对照仿真， 一组采用逆阻型半桥子模块 （RB-HBSM）， 另一组采用前文所描述的ASHBSM 和半桥子模块的混合。 这二组仿真除了子模块内部的差异，其他参数完全相同。系统稳定运行后， 二组仿真设置1 s 时直流侧发生永久极间短路故障， 考虑实际系统故障检测时间一般很短，故障检测时间设置在1.001 s，在1.001 s 系统闭锁所有IGBT 的触发信号。 ASHBSM 中各个IGBT、二极管两端的电压波形如图8 所示。

图8 ASHBSM 器件耐压仿真图Fig.8 Simulation diagram of ASHBSM device withstand voltage

由图8 可知： 正常工作时，T1，T2，T4，T5根据IGBT 的导通情况，轮流承受电容电压UC；T3和T6一直处于导通状态， 两端电压为0 kV；D5两端电压一直为1 倍UC。 当子模块的一个电容投入运行时，D7两端电压为1 倍UC； 当子模块的两个电容投入运行时，D7两端电压为2 倍UC。 由仿真分析结果可知， 直流侧发生短路故障后， 子模块中的IGBT 两端电压都小于或等于电容电压UC。 因此，验证前面对子模块各器件的耐压分析是正确的。

系统发生极间短路故障时，RB-HBSMMMC，ASHBSM 与半桥子模块的混合型MMC 直流侧故障自清除仿真结果如图9 所示。

图9 ASHBSM 永久极间短路故障仿真图Fig.9 Simulation of ASHBSM permanent inter pole short circuit fault

由图9（a）知，系统稳定后，直流电流为0.5 kA， 在1 s 发生故障后， 故障电流迅速增大，在1.001 s 换流器闭锁后， 故障电流形成一个从3.2 kA 到0 kA 的突变， 桥臂电感两端会产生一个很大的电压加在回路中子模块下管IGBT 的两端，造成IGBT 的损毁。 由图9（b）可知，系统稳定后，直流电流为0.5 kA，换流器闭锁前，交流侧和子模块电容共同向短路点提供短路电流， 直流电流迅速上升，0.01 s 内上升到3.2 kA，1.001 s 时， 换流器闭锁，子模块的电容被串联到故障回路中，故障回路中的二极管因承受反向电压而截止， 故障电流迅速被阻断，直流电流在很短时间内衰减为0。由图9（c）可知子模块电容电压在直流侧发生故障后， 电容向短路点提供短路电流， 电容电压下降，在1.001 s 时，换流器闭锁，故障电流给电容充电，电容电压上升。由图9（d）可知在故障发生前，直流侧电压为60 kV，故障发生后，直流侧电压降为0。

在本文提出的ASHBSM 系统中，当直流侧发生故障时， 都可以通过闭锁换流器来阻断故障电流，达到故障自清除的目的。

5 结论

MMC 是大规模风电、光伏集中送出系统中的关键设备。 本文提出了一种新型MMC 子模块拓扑结构（ASHBSM），解决了传统半桥子模块不具备直流故障自清除的能力、逆阻半桥子模块MMC闭锁后桥臂电感的放电、 部分子模块直流侧故障自清除能力不强的问题。在此基础上，为兼具故障自清除与低损耗的特点，提出ASHBSM 与半桥子模块混合的新型MMC，仿真结果证明混合设计的MMC 能够快速有效清除故障电流。考虑ASHBSM中的二极管、IGBT 的耐压值小， 子模块可以采用HBSM 的控制方案， 改进子模块的混合MMC 具有很好的经济性，有较好的应用前景。