具有小型化与高选择性的双频带通滤波器的设计

王远 刘超 南敬昌 高明明，2

（1. 辽宁工程技术大学，葫芦岛 125105；2. 大连海事大学，大连 116000）

引 言

在卫星通信系统中，通信卫星的载荷重量大大增加了其制造成本. 最佳解决方法是将卫星的发射机和接收机前端集成到一个子系统中. 而这种类型的发射、接收前端需要性能良好且结构紧凑的双频带通滤波器[1].

在设计双频带通滤波器时，最常用的设计方法是采用阶梯阻抗谐振器 (stepped impedance resonator,SIR)[2-5]. 虽然采用SIR 所设计的微带结构滤波器成本低、通带间隔离度高，但是由于其较低的品质因数，难以满足卫星通信系统的需求. 基片集成波导(substrate integrated waveguide, SIW)结构具有品质因数高、插损低和易于集成的优点，被认为是优于微带结构的解决方案，并且近年来研究人员利用该结构提出了多种双通带滤波器的设计方法. 文献[6]通过加载扰动金属柱来控制SIW 腔内的前三个谐振模式，但是其体积大、通带分离不明显. 文献[7]提出了一种新型耦合方式来控制腔内的 TE101和 TE102模式，同样体积较大. 文献[8]采用了正六边形四分之一模基片集成波导(quarter-mode substrate integrated waveguide, QMSIW)腔，具有良好的小型化特点. 文献[9]提出了一种背对背式的E 型缺陷地结构(defected ground structure, DGS)，使所设计的两个通带广泛分离. 文献[10]利用双模SIW 腔设计了一种新型双通带滤波器，但是其结构复杂、频率比有限.

本文通过在QMSIW 腔上加载L 型谐振槽与新型复合左右手(composite right/left-handed structure, CRLH)结构，提出了一种具有小型化与高选择性的双频带通SIW 滤波器. 滤波器的两个通带分别位于C 波段上行频率范围5.925～6.425 GHz 与下行频率范围3.7～4.2 GHz 的中心，且具有较高的通带隔离度、带外抑制度与紧凑尺寸中低成本加工的优点. 充分解决了应用于C 波段卫星通信系统中窄带双频带通滤波器的大多数关键特性.

1 滤波器结构分析

所提滤波器结构如图1 所示. 该滤波器通过将L 型谐振槽与新型CRLH 结构加载到缝隙耦合的QMSIW 腔中来实现，其中L 型谐振槽一端开路、一端短路，沿金属通孔的排列路径蚀刻在QMSIW 腔顶层；新型CRLH 结构根据缝隙耦合槽的中心槽线呈对称分布.

加载L 型谐振槽之后，耦合QMSIW 腔的中心频率发生了改变. 随着L 型槽长度L1+L2越长，相应地其中心频率也会向低频方向移动. 因此与传统耦合QMSIW 滤波器相比，加载L 型谐振槽之后可以实现更小的体积，同时也为最终设计的滤波器提供了低频处的第一通带. 在此基础上，新型CRLH 结构被用来提供第二通带，新型的CRLH 结构将传统的矩形叉指结构改为锯齿形叉指结构，这种改进方法相当于增大了叉指间的耦合长度，即增大了L4的值. 所以在QMSIW 腔体积相同的情况下，加载新型CRLH 结构可以提供更低的通带中心频率，进一步提高了滤波器的小型化程度.

由以上分析可知，本文所提的QMSIW 腔、L 型谐振槽与新型CRLH 结构均具有谐振特性，所以该滤波器结构存在多个谐振器间相互耦合，可以视为三阶混合耦合结构滤波器. 三阶混合耦合滤波器能够提供准椭圆响应，并且在通带外的上下阻带均会提供传输零点，使所设计的滤波器阻带抑制度深且通带分离特性良好，提高了滤波器的频率选择性.

为了进一步说明滤波器的结构原理，对所提滤波器结构进行本征模仿真，得到了前四个本征模的谐振频率，分别为3.93 GHz，4.01 GHz，5.9 GHz，6.11 GHz，相对应的电场矢量分布如图2 所示. 图2(a)、(b)分别表示二阶加载L 型谐振槽的耦合QMSIW 腔的两种激励模式，即腔内基本模式 TE101的奇数与偶数模式. 因为偶数频率大于奇数频率，所以两者之间是电耦合的. 图2(c)、(d) 分别表示CRLH 结构的奇数与偶数模式，同理可知两个CRLH 结构单元之间耦合方式为电耦合. 其中CRLH 结构所提供的电场矢量线与加载L 型谐振槽的QMSIW 腔在偶数模式下提供的电场矢量线相互平行，因此，加载L 型谐振槽的QMSIW 腔与CRLH 结构之间为磁耦合[11]. 图3为所提滤波器结构的耦合示意图.

图2 滤波器的前四个本征模式电场矢量分布图Fig. 2 Electric vector field distribution of the first four eigen-modes of the filter

图3 谐振单元耦合示意图Fig. 3 The graph of coupling scheme of the resonant unit

滤波器结构的尺寸参数会影响耦合单元间的耦合强度，耦合系数M可由式(1)来计算：

式中：M12=S表示加载L 型谐振槽的QMSIW 腔之间的耦合强度，由于对称性M12=M21=S，其强度受参数O控 制，并且该强度会影响第一通带带宽；M13=1，M24=0分别表示加载L 型谐振槽的QMSIW 腔与CRLH 结构单元的耦合强度，主要受参数W2控制；M34=0.02则表示两个CRLH 结构单元之间的耦合强度，主要受参数L4控制，并且L4的值对第二通带的形成起决定性作用. 选取合适的耦合系数有助于获得良好的通带特性以及带外衰减，利用电磁仿真软件HFSS 对滤波器尺寸参数进行优化，得到的最终尺寸参数如表1 所示.

表1 滤波器的尺寸Tab. 1 The size of the filter mm

2 理论分析与设计

2.1 耦合QMSIW 腔

QMSIW 通过沿着磁壁对称切割标准SIW 腔得到，与标准SIW 腔相比，体积只有原来的四分之一，但保留了与SIW 结构相似的电磁特性. QMSIW 腔的谐振频率可由式(2)来计算[12]：

图4 耦合QMSIW 滤波器传输特性Fig. 4 Coupled QMSIW filter transmission characteristics

2.2 L 型谐振槽

图5 L1+L2 对中心频率的影响Fig. 5 L1+L2 influence on center frequency

2.3 左右手结构

CRLH 结构是通过在SIW 腔顶层蚀刻周期性的矩形叉指槽来实现，它能激发左手区的负共振、右手区的正共振和零阶共振[15]. 实现等效介电常数和等效磁导率皆为负值的左手材料可以激发负共振，实现等效介电常数和等效磁导率皆为正值的右手材料可以激发正共振. 当左手与右手材料的等效电容与电感之比相等时，CRLH 处于平衡状态，即为零阶共振[16].

为了进一步说明CRLH 结构的传输原理，如图6所示为加载传统CRLH 结构的SIW 腔，该结构可以被建模如图7 所示的等效电路图，其中SIW 通孔壁提供了并联电感LL，CC表示并联的对地电容. 左手材料由于寄生参数效应，在这里被等效为串联电容CL，右手材料被等效为并联电容CR和 串联电感LR. 改变波导宽度W可以调节LL的值，改变CRLH 结构的槽线宽 度w1，w3与 长 度l， 可 以 调 节 串 联 电 容 器CL的值[17]. 选取合适的CL可以使CRLH 处于平衡状态，这时CRLH 在低频段呈现高通特性，高频段呈现低通特性，形成通带. 因此串联电容CL的值对通带的影响极其重要[18].

图6 加载传统CRLH 结构的SIW 腔Fig. 6 SIW loaded with conventional CRLH structure

图7 加载传统CRLH 结构的SIW 腔的等效电路图Fig. 7 Diagram of equivalent circuit of SIW loaded with conventional CRLH structure

本文在传统矩形叉指的CRLH 结构上进行创新，提出了一种新型锯齿形叉指的CRLH 结构. 相较于传统叉指结构，锯齿形叉指结构增大了叉指间的耦合长度，即增大了串联电容值CL，除此之外还增加了蚀刻面积，从而增大了对地并联电容CC的值. 所以新型CRLH 结构所提供的串联电容CL和并联电容CC均比传统结构要大，在结构尺寸相同的情况下，新型的CRLH 结构所提供的通带中心频率要小于传统结构，提高了滤波器小型化的程度. 此外，由于CRLH 本身作为谐振单元，进一步地增加了滤波器的阶数，为最终设计的滤波器提供了额外的传输零点ZT3. 图8 所示为新型CRLH 结构与传统CRLH 结构的传输特性比较. 可以看出，新型CRLH 结构提供的第二通带在中心频率上具有明显优势.

图8 两种CRLH 结构的比较Fig. 8 The comparison of two CRLH structures

3 测试结果分析

本文所提滤波器在介电常数 εr= 2.2、损耗角tan δ = 0.000 9、厚 度h= 0.508 mm 的Rogers5880 介质基板上制造，最终加工尺寸为18 mm×9 mm(0.234λg×0.117λg) ，无馈线，括号中 λg代表第一通带中心频率处的波导波长. 将SMA 接头与滤波器微带馈线相连接，使用矢量网络分析仪E5063A 对滤波器进行实际测试，仿真结果与测试结果比较如图9 所示.实际测试的中心频率为3.8 GHz 和6.2 GHz，3 dB带宽为230 MHz 和240 MHz，第一通带中心频率发生偏移的原因为加工的L 型槽结构存在误差. 实测通带内回波损耗均优于20 dB，插入损耗均优于3 dB.与仿真结果相比，实际测量中三个传输零点位于2.7 GHz，4.9 GHz，6.2 GHz，分别提供66 dB，74 dB 和64 dB 的衰减，在实测中该滤波器同样可以实现较高的带外抑制度与通带隔离度. 总体实际测试结果与仿真结果一致性较好，表明了本文所设计的双频带通滤波器可以实现小型化和高选择性. 图10 为滤波器实物图.

图9 仿真与测试结果比对Fig. 9 The comparison of simulation and measurement

图10 滤波器实物图Fig. 10 Physical picture of the filter

为了突出滤波器体积小、阶数少、多传输零点等特点，本文所设计的滤波器与一些类似的最新设计进行了比较，结果如表2 所示. 由表2 可知，在滤波器阶数相近情况下，本文滤波器在尺寸和传输零点数方面均有优势. 总体来说，本文所设计的滤波器与一些已有文献相比具有更小的体积和更高的选择性，整体性能良好.

表2 滤波器性能比较Tab. 2 Comparison with other references

4 结 论

本文基于缝隙扰动的模式移位技术原理，提出了一种加载在QMSIW 腔上的L 型槽结构，将传统耦合QMSIW 滤波器体积减小了42.6%，此外还改进了CRLH 结构，使其能够提供更低的谐振频率，进一步提高了滤波器的小型化程度. 通过结合两种新型结构，通过耦合引入了三个传输零点，显著提高了通带选择性. 因此，本文所提出的滤波器具有体积小、结构紧凑、选择性高的特性，非常适合卫星通信系统中集成于发射机和接收机的前端，以减轻有效载荷的重量.