1.8VCascode电流基准源设计与仿真

康赟鑫，苑芳，徐翎，张晓晓，陈明玉，雷嘉懿，孙成帅，吴庆宇，林忠海

（1.山东工商学院，山东烟台，264000；2.青软创新科技集团股份有限公司，山东青岛，266000）

0 引言

随着科技水平的日新月异以及亚微米、深亚微米技术的日益发展，便携式电子产品和微型电子设备的快速发展和普及，电流基准源作为模拟集成电路中最重要的部分之一，能广泛应用于运算放大器、数模、模数转换器以及滤波器等多种集成电路器件中，在实际项目中应用十分广泛，受到了人们的广泛关注[3]。基准电流源是模拟电路中必不可少的基本部件，高性能的模拟电路必须有高质量、高稳定性的电流和电压偏置电路来支撑，它的性能会直接影响到电路的功耗、电源抑制比、开环增益、以及温度等特性[4]。本文针对传统的电流基准电路因沟道长度调制效应导致的支路电流不一致的问题，设计了一个新颖的电路基准源。有效避免了传统基准电路因沟道长度调制效应所带来的支路电流不一致的情况，并提高了电路的输出阻抗，且温漂系数低。

1 电流基准电路中的反馈方式

电流基准电路的反馈方式很重要，若电流基准电路一直处于正反馈状态则此电路无法正常工作。以传统的电流基准电路为例详细分析其内部的反馈方式。如图1所示，其内部有两种反馈方式：由M1、M2和M3构成的正反馈方式以及M3、M4和R2构成的负反馈方式。

图1 传统电流基准电路

首先分析正反馈方式：接入电源电压，V1处的电压升高，由于M1和M2为共源极的连接方式，V1经过共源极的放大管M1，电压变化趋势是相反的，增益为负值，故V2处电压降低。M3和R2构成了源极负反馈的电路结构其电路产生的增益也是负值，故V2处的电压经过两次增益为负、负负得正使得V1处的电压最终处于升高的状态。详细的增益表达式如下：

其中，β表示环路增益，mg表示跨导，R表示各器件的等效电阻值。

负反馈的结构由M4、M3和R2构成，其工作原理为：首先M4为放大管，V3处的电压变大，由于共源极的关系V2处的电压变小，V2处的电压降低后，根据饱和区电流公式，V3的电压随着V2电压变化而变化，则V3处的电压降低，达成负反馈关系。具体增益表达式如（3）所示：

比较 1β与 2β可得出 2β大于 1β，此电路是负反馈的工作方式，这就保证了电路结构会自动调节整体电路的工作状态，使整个电路能正常工作。但是由于M1和M2为电流镜关系，理论上说电流镜的两条支路的电流应该相等，两条支路的压降都应该是过驱动电压Von，但是由于M2的栅漏极短接，其压降变为Vth+Von导致M1和M2的源漏电压Vds不一致，就会产生沟道长度调制效应，导致两条支路的电流不一致。一般的解决方法是将MOS管的沟道长度L设置为工艺值的4倍以上。沟道长度L变大了，但器件的电流能力减小了，因此需要按比例增大器件的沟道宽度W[6]。有时我们并不希望改变管子的宽长比，故这就给电路的设计和调整带来了一定的困难。

2 Cascode电流基准电路

基于以上分析，本文在传统电流基准电路的基础上，为弥补传统电流基准电路的不足，设计增加了Cascode电流镜结构，原理图如图2所示。在原有电路的基础上加了一层MOS管和一个缓冲电阻R5。

图2 Cascode电流基准电路原理图

2.1 自启动电路分析

在电源电压工作过程中，也经常会有简并偏置点的存在。所谓的兼并点就是零点与正常工作点的两种工作状态[5]。此外，需要设计一个启动电路来使其脱离产生的简并偏置点，从而使得整体电路进入工作状态。图2左边部分由R3、M9、M10构成自启动电路，是根据需要设计的一种启动电路。采用电阻与MOS管串联的原因在于能够有效降低电源灵敏度，若采用同类型的元件进行串联，其所在的分压电路对电源波动是非常敏感的，若电源波动，则基准电流就会波动导致电路无法正常工作[7]。

在电源刚上电时，电路中所有电压都为零，当电流流经电阻R3后产生一个压降，随着电源电压VDD的不断上升M9的栅极电压上升，此时右边支路的电流为零，则M9的源端电压为零。M9处于截止状态。当M9的栅极电压超过了自身的阈值电压Vth时M9导通，则会有一部分电流通过M9从M14的漏端流入使得M13的栅极电压上升直至M13完全导通，则M13上面部分的管子因电流镜的关系全部导通，两支路电流循环流动起来。随着电源电压VDD不断升高，打破了M9源端电压为零的情况，M9源端电压升高直至M9截止。故M9只有在电路上电的瞬间导通，当整个电路完全导通后M9自动关断截止，此种设计避免了额外功耗的产生，符合当下设计对电路低功耗的要求。

2.2 电流基准核心电路分析

电流基准电路的一个特点是电流与电源电压VDD的变化无关。图2的右边两条支路的漏电流分别为I1和I2。设计指标为两支路电流相等，则有如下关系：

两式子联立得：

式中：GSV表示M14管的栅源电压；14thV表示M14管的阈值电压；μ为载流子迁移率；Cox为单位栅氧化层面积电容；β表示环路增益。由上式可以得到，此电路设计的电流与电源电压VDD无关，不用再关注此电路的电源灵敏度，摆脱了电源波动的影响。此电流源可供给芯片中的许多运算放大器作为其基准电流。

此外，如今的运算放大器对输出阻抗的要求比较高，本电路设计采用Cascode结构的另一个目的是利用其结构本身具有的高输出阻抗，此电路的另一个优点在于可以根据实际工程项目的需要继续在M8管右侧继续并联支路，与M7~M12构成电流镜的关系且可以直接作为运算放大器的电流基准源，因其很高的输出阻抗，运算放大器的放大倍数会显著提升。

3 电路仿真与分析

根据饱和区电流公式（7）计算求得M7的宽长比为5/1，M7~M12由于是电流镜的关系则取宽长比一致。并根据电路调整其余MOS管的宽长比使基准电路中工作的MOS管都处于饱和区。需要注意的是不能让M11与M12进入弱反型区。

决定支路电流大小的关键因素在于电阻R4的阻值，由于电阻R4上的压降由M14管的栅源电压VGS决定，利用Cadence Spectre仿真工具扫描为0.53mV，设计支路电流为10μA，则R4的阻值为53k。仿真结果如图3所示。在电源电压为1.8V时输出电流就已经达到了设计目标值，电源电压超过1.8V后输出电流并没有波动，能稳定输出电流10μA，体现了与电源无关的特性，提高了电路的稳定性。

图3 输出电流波形图

两支路的输出电流对比图如图4所示，图4(a)为存在沟道长度调制效应的支路电流图，可见电流失真明显。图4（b）为改进后的支路电流波形图，电源电压从0变化到2.5V时，支路的电流并没有因沟道长度调制效应而发生波动。此种结构有效的避免了沟道长度调制效应带来的负面影响，也并不需要将MOS管的宽长比设置为工艺值的4倍以上，对版图的匹配设计以及整体版图的布局规划有一定的优化作用。

图4 两支路输出电流对比图

另外基准电路的一个重要指标为在宽温度范围下的工作稳定程度[8]。即温漂系数，其不仅是衡量基准电压源输出电压随温度变化的性能参数，也是衡量基准电流源的一个重要参数，其公式如下：

式中Tc表示基准电流源的温漂系数；IMAX表示基准电流最大值；IMIN表示基准电流最小值；IMEAN表示基准电流平均值；TMAX和TMIN分别表示温度的最大值和最小值。经Cadence Spectre扫描，在-20℃~120℃的温度变化范围内，由式（8）计算得温漂系数为133ppm/℃。

由于电路中存在正反馈关系，为确保电路没有振荡，利用Cadence Spectre仿真工具进行瞬态（tran）仿真，时间取0~50ns。仿真结果如图5所示，电压稳定输出并未振荡。经Cadence Spectre扫描得自启动电路为基准电路提供的偏置电流为-93.13fA，电路的整体功耗为58.33μW，在0.18μm标准工艺下，该电路能在1.8V的电压下稳定工作且低功耗。

图5 电路瞬态仿真波形图

表1 电流基准源性能比较

基于0.18μm CMOS工艺完成电路版图设计与验证，总体版图如图6所示，总面积为41.5μm×34μm。为减少版图设计对电流基准源的影响，在版图设计中，Cascode电流镜采用质心匹配，电阻阵列考虑到连线和版图复杂度采用了对称的排列方式，减少工艺变化引起的不匹配。

图6 所设计的电流基准源版图

4 总结

本文基于传统电流基准电路，设计了一个新型Cascode电流基准电路，电路结构简单且低功耗。电路能有效避免沟道长度调制效应带来的支路电流不一致的负面影响以及具有较高的输出阻抗。详细分析了基准电路的反馈方式以及自启动电路和基准核心电路的工作原理。采用TSMC0.18μm CMOS工艺，利用Cadence Spectre仿真工具得在1.8V的电源电压下，本电流基准电路能稳定输出电流10μA，在-20℃~120℃的温度下，温漂系数为133ppm/℃，功耗为58.33μW。因采用Cascode结构故此电路具有较高的输出阻抗，在实际工程项目中应用广泛，所以很适合为运算放大器、数模、模数转换器以及滤波器等提供稳定输出电流。